电压转换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种电压转换器。实施例描述了一种电压转换器和用于运行该电压转换器的方法。在一个实施例中，电压转换器包括初级路径，该初级路径被配置为由输入直流(DC)电压生成脉冲调制电压或脉冲调制电流；具有感应地耦接在一起的m≥1个初级绕组和n≥2个次级绕组的变压器布置，该m个初级绕组连接至初级路径；以及被配置为输出脉冲直流电压的次级路径；其中，该次级路径包括串联连接的n个电容和n个次级可控半导体开关；并且该n个次级绕组中的每一个次级绕组通过次级可控半导体开关中的至少一个开关连接电容器中的至少一个电容器。
【专利说明】电压转换器
【技术领域】
[0001]本公开涉及电压转换器，特别是双向电压转换器。
【背景技术】
[0002]反激(flyback)转换器与在输入端和输出端之间的电隔离(galvanicisolat1n)被用于交流电(AC)到直流电(DC)的转换和DC到DC的转换两者中。电隔离和电压转换通过变压器完成，该变压器的初级绕组交替地连接至输入电压源和与该输入电压源断开连接，并且其次级绕组通过整流二极管(rectifying d1de)提供输出电压给输出电容器。运行中的反激转换器有两种状态。在接通状态(on-state)下，能量从输入电压源转移至变压器并且输出电容器提供能量给输出端负载(output load)。在关断状态(off-state)下，能量从变压器转移至输出电容器负载和输入端负载。由于输出二极管阻断了一个方向上的电流，如上所述的常见反激转换器不能够提供无功功率(reactive power)，即具有负电流的正电压或者具有正电流的负电压。
[0003]双向反激转换器能够提供无功功率，因为(高电压)二极管被允许电流在两个方向上流通的(高电压)开关代替。在双向反激转换器中，金属氧化物半导体场效应晶体管(M0SFET, metal oxide semiconductor field-effect transistor)通常作为高电压开关使用。然而，高电压MOSFET具有比低电压MOSFET的导通状态电阻(on-state resistance)更高的导通状态电阻，并且用于高电压MOSFET的最高电压为1000V。因此，亟需改进的具有MOSFET的高电压双向反激转换器。
【发明内容】
[0004]根据本发明的实施例，一种电压转换器包括:初级路径，该初级路径被配置为由输入的直流(DC)电压生成脉冲调制(pulse modulated)电压或脉冲调制电流；变压器布置，其具有感应地耦接在一起的m ^ I个初级绕组和η > 2个次级绕组，该m个初级绕组被连接至初级路径；以及被配置为输出脉冲直流电压的次级路径；其中，该次级路径包括η个串联连接的电容和η个次级可控半导体开关；并且该η个次级绕组中的每一个次级绕组均通过次级可控半导体开关中的至少一个开关被连接至电容器中的至少一个电容器。
[0005]通过对以下附图和【具体实施方式】的检查，其他的系统、方法、特征和优点对本领域的技术人员将会很明显或者将会变得明显。所以这些另外的系统、方法、特征和优点旨在被本说明书、本发明的范围所包括，并且受到所附权利要求的保护。
【专利附图】
【附图说明】
[0006]通过参考下面的附图和【具体实施方式】本系统可更容易被理解。附图中的部件不一定是按比例的，重点反而是放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，类似的附图标记在整个附图中指对应的部分。
[0007]图1是使用低电压半导体开关的具有无功能力(reactive power capability)的双向反激开关式转换器(switched mode)的电路图；
[0008]图2是具有另外的软换相网络(soft commutat1n network)的依照图1的双向反激开关式转换器的电路图；
[0009]图3是说明随着时间的初级电流、次级电流和软换相电流的不意图；
[0010]图4是具有两个变压器的替代变压器结构，该变压器的初级绕组串联连接；以及
[0011]图5是具有两个变压器的替代变压器结构，该变压器的初级绕组并联连接。
【具体实施方式】
[0012]根据本发明的实施例的具有无功能力双向反激开关式转换器在图1中被示意性地示出。图1的转换器包括变压器1，变压器I具有形成初级路径2的部分的初级侧的和形成次级路径3的部分的次级侧。该初级侧具有初级绕组4并且该次级侧具有两个次级绕组5和次级绕组6。此外，初级路径2包括可控开关7 (在本示例中是M0SFET，比如η型耗尽型MOSFET (NM0SFET))、电容器8和用于控制开关7的控制电路9。开关7和初级绕组4串联连接，并且该串联连接与电容器8并联连接。在本示例中，电容器8将由DC电流源10 (比如，光电元件)供应的电流转换成DC电压，从而DC电流源10和电容器形成DC电压源。该DC电压由开关7斩波(chopped)并且被提供给初级绕组4。
[0013]初级路径2进一步包括开关11 (例如，由控制电路9控制的NM0SFET)和串联连接的电容器12，且该串联连接与变压器I的初级绕组4并联。当开关7被关断时，开关11被打开。泄漏能量(leakage energy)穿过开关11被转移至电容器12，并且电容器12两端的电压被用于使变压器I复位。结果是，开关7两端的电压被箝制(clamped)。
[0014]次级通路3包括在两个次级绕组5和次级绕组6旁边的两个开关13和开关14 (例如由控制电路9控制的NM0SFET)，该两个开关中的每一个开关与次级绕组5和次级绕组6中的一个串联连接。次级路径3进一步包括串联连接的两个电容器15、16。电容器15与开关13和次级绕组5的串联连接并联连接，并且电容器16开关14和次级绕组6的串联连接并联连接。开关7被控制为提供正弦脉冲宽度调制(sine pulse width modulat1n),以在次级绕组5和次级绕组6以及对应的开关13和开关14中生成50Hz (或者60Hz)的整流过的正弦电流。图1示出了在绕组5之上、在次级侧上的整流过的正弦电流的电压-时间图。每当开关7接通，开关13和开关14被关断，反之亦然。开关13和开关14充当具有减少的导通损耗的有源二极管。电容器15和电容器16具有足够小的电容,从而该电流的形状未被失真(distorted)。目的是为了转移高频载波电流脉冲(carrier current pulse)和使电流平滑到其预期频率:50Hz或60Hz。开关11与电容器12和变压器I的漏电感((leakageinductance)),形成软切换网络(soft-switching network),以促进开关7的软切换(零电压切换)(损耗较小打开)。
[0015]为了提供DC-AC转换，电容器15和电容器16的串联连接之上的脉冲DC电压通过切换交替地输出反相脉冲和未反相脉冲的H桥被展开(unfolded)。H桥包括由控制电路9控制的四个开关17-20 (NM0SFET)，在桥的配置中在H结构的每条腿中具有开关17-20其的一个开关。桥结构是一种类型的电路结构，在桥结构中彼此并联的两个电路支路通过第三支路(例如，在某一中间点处在第一个两个支路之间连接的负载，该中间点将每个支路的两条腿彼此分离)“桥接(bridged) ”。将整流过的电流展开为不具有DC电平的AC电流的开关17-20被控制为能够使电压或者电流在任一方向上被施加至负载的两端,其中一个支路中的开关从不同时被闭合。
[0016]如图1所示的双向反激转换器可形成用于具有无功能力的太阳能微反相器(solar micro-1nverter)的基础。例如，反激转换器的次级路径可被修改，以使能够通过以高电压M0SFET13和M0SFET14代替整流二极管而吸收负电流。次级绕组被分裂成按二划分输出电压的两个绕组，例如允许650V电压类(voltage-class)MOSFET在1200V次级路径中被用作同步整流器(synchronous rectifier)。辅助开关11和箝位电容器(clampingcapacitor) 12与变压器I的漏电感，形成为开关7提供零电压切换(ZVS, zero-voltageswitching)接通的有源箝位网络(active-clamp network)。
[0017]在本示例中，ZCS如下工作。每当开关7断开，在变压器漏电感中的能量被存储在存储的电压高于绕组4中的存储电压的电容器12中。在每次开关7被打开之前，开关11首先被打开一小段时间，并且电容器11中的电压加上输入电压被施加给绕组4。然后，绕组4中的该施加电压和整流过的电压之差被施加在漏电感上。任何，电流以流向绕组4的方向流经漏电感。开关11然后被关闭，并且流入漏电感中的电流对开关7的输出电荷(Qoss)进行放电，强制使开关7和初级绕组4之间的电压转向零。一旦漏极电压为零，开关7以零电压切换被打开。
[0018]在无功中，开关13和开关14作为控制开关运行，并且开关7作为有源二极管运行。能量从输出端流向输入端。施加给开关13和开关14的调制方案还可以是正弦脉冲宽度调制。
[0019]现在参考图2所示的转换器，其中，控制换相的电路(由黑色区域表示)被加入图1所示的反激转换器中。该电路包括串联连接至初级绕组(例如，初级绕组的已存在的电感)的电感器21和两个次级绕组稱接的两个软换相网络(soft commutat1n network)。每个软换相网络可包括换相电感22a或22b、第一换相二极管23a或23b以及换相电容器24a或24b的串联连接，该串联连接与各次级可控半导体开关13或14并联连接，并且该换相电感被连接至次级可控半导体开关13或14和η个电容器15和16中的相应的一个。第二换相二极管25a或25b可在第一换相二极管23a或23b和换相电容器24a或24b之间的节点以及相应的次级绕组5或6和η个电容器15或16中的相应的一个之间的节点之间连接。
[0020]高电压MOSFET具有比例如碳化娃结场效应晶体管(JFET, junct1n field effecttransistor)更高的反向恢复电荷(Qrr)和更高的输出电荷(Qoss)。当该转换器在恒向电路模式(CCM, continuous current mode)下运行，Qoss和Qrr可增加开关7的接通损耗(turn-on loss)。此外,次级侧的高电压MOSFET可受制于它们的体二极管的硬换相(hardcommutat1n),每当开关7以高频接通时可导致损毁这些器件。
[0021]如上结合图2所描述的软换相网络克服了上面提到的问题。电感器21在此有两个目的。它为开关7提供ZVS，正如在具有开关11和电容器12的有源箝位拓扑中，并且提升高电压MOSFET的体二极管的软换相。在体二极管软换相期间，恢复其Qrr所需的另外的电流和对高电压MOSFET进行充电的Qoss被收集电感器21中。二极管23a和23b与电容器24a和24b —起，通过变压器I分别地提供通向电感21中的被收集的能量的路径和对该被收集的能量进行存储。随着开关7断开，现在存储在电容器24a和24b中的与Qrr和Qoss相关联的能量在高电压MOSFET导通之前被随后通过二极管25a和25b送回至输出端。在无功处理模式下，电感器22a和22b为开关13和14提供零电流接通。
[0022]如上所述，如图2所示的微逆变器包括具有电压箝位网络(开关11、箝位电容器12和电感器21)的双向反激转换器，以为开关7提供ZVS。该转换器次级侧可使用两个或者多个通过开关13和14可串联连接的相同的次级绕组电路，当开关7充当同步整流器时，该开关在处理有功时充当同步整流开关或者在处理无功时充当控制开关。次级绕组电路被串联连接，以匹配电源的高电压而且利用较原本需要单个输出级(例如，1200V开关)低的低电压MOSFET (650V)。软换相网络软化高电压MOSFET体二极管的换相，避免其破坏。原先被收集电感21中的、与该软换相有关的能量(与高电压MOSFET的Qrr和Qoss相关联的)被恢复并且存储在电容器24a和24b中，并且然后一旦开关7打开被发送至输出端。
[0023]图3示出了变压器初级电流Ip和次级电流Is随着时间t的仿真结果，突出显示了与高电压MOSFET的Qrr和Qoss有关的能量，即软换相电流See。
[0024]图4和图5示出了可替代变压器I的转换电路。在图4所示的电路中，采用两个变压器26和变压器27，其具有每个一个次级绕组和一个次级绕组，其中变压器26和变压器27的初级绕组串联连接。在图5所示的电路中，两个变压器26和变压器27的初级绕组并联连接。然而，具有不同数量变压器、不同数量初级绕组、不同数量次级绕组和不同连接结构的任何其他体系结构(constellat1n)都适用。
[0025]如上所述的转换器能被用于AC-DC和DC-DC电压转换。对在低功率范围以及高功率范围中的应用都适用。任何开关器件、电感器器件、二极管器件或电容器器件能用可并联连接或串联连接的一定数量的各器件代替。初级控制和次级控制可彼此独立，或取决于彼此，例如通过许多控制器或者仅单个控制器(如图所示)执行。如上所述的示例中，控制电路9提供用于所有开关的信号。开关7、13和14可如在通常的双向反激转换器中一样进行控制，并且开关17-20可如在通常的H桥电路一样进行控制。
[0026]代替基于娃材料的M0SFET,可采用使用宽带隙(wide-band gap)材料(比如,氮化镓、碳化硅、氧化锌)或任何其他合适材料的晶体管。
[0027]再参考图1，所示的转换器通过省去展开桥(开关17-20)并且使用电容器15和16的相应端连接DC负载(或高电压电池)，能够简单地被作为DC/DC转换器运行。对于递升(step-up) DC/DC转换器,输入电源10可能是DC电流源(比如,光伏板(photovoltaicpanel))或者电压源(比如，电池或者电池组)或燃料电池(fuel cell)。
[0028]在DC/DC转换器应用中，输出电容器15和16大于上述的微反相器的电容，以在输出端处具有小波动的、恒定电压源，然而在微反相器应用中，该电容器的目的是将高频电流从输出端转移，从而将仅接受50Hz或60Hz的电流。
[0029]此外，其他的变化和替代也是可能的。例如，如对本领域的普通技术人员将显而易见的，其他的电路元件可以被添加到上面所讨论的特定电路实施例中，或者可以用作其中的替代品，比如其他类型的开关装置、其它类型的控制单位等。此外，本发明可以在大范围的不同的应用中使用。
[0030]虽然对本发明的各种实施例进行了描述，但显然对于本领域的技术人员，在本发明的范围之内可能有更多的实施例和实施。因此，本发明除根据所附权利要求及其等同物之外不被限制。
【权利要求】
1.一种电压转换器,包括: 初级路径，其被配置为由输入直流(DC)电压生成脉冲调制电压或脉冲调制电流； 变压器布置，其具有感应地耦接在一起的m ^ I个初级绕组和n ^ 2个次级绕组，所述m个初级绕组被连接至所述初级路径；以及 次级路径，其被配置为输出脉冲直流(DC)电压或脉冲直流电流； 其中，所述次级路径包括η个串联连接的电容器和η个次级可控半导体开关；以及 所述η个次级绕组中的每一个次级绕组均通过所述次级可控半导体开关中的至少一个次级可控半导体开关被连接至所述电容器中的至少一个电容器。
2.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述变压器布置包括具有m个初级绕组和η个次级绕组的一个变压器。
3.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述变压器布置包括m个变压器，每个变压器具有一个初级绕组和一个次级绕组。
4.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述m个初级绕组串联连接、或并联连接或者部分地串联连接且部分地并联连接。
5.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述可控半导体开关中的至少一个可控半导体开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，或者是使用宽带隙材料的晶体管。
6.如权利要求1所述的电压转换器，进一步包括电路结构，所述电路结构被配置为生成在所述次级路径和所述初级路径之间的双向功率流(power flow)。
7.如权利要求6所述的电压转换器，其中所述电路结构为反激式结构。
8.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述次级路径被配置为生成包括无功分量和有功分量的交流(AC)电压。
9.如权利要求8所述的电压转换器， 其中所述次级路径包括在H桥配置中的四个另外的可控半导体开关，以将脉冲直流电电流展开为交流电电流。
10.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述脉冲DC电压具有至少1000V的峰值电压。
11.如权利要求1所述的电压转换器，进一步包括:n个软换相网络，每个换相网络并联连接至所述η个次级可控半导体开关中的一个次级可控半导体开关。
12.如权利要求11所述的电压转换器，其中所述η个软换相网络中的每个软换相网络包括: 换相电感、第一换相二级管和换相电容器的串联连接，所述串联连接与相应的所述次级可控半导体开关并联连接，并且所述换相电感连接至所述次级可控半导体开关和所述η个电容器中相应的一个电容之间的节点；以及 第二换相二极管，其在所述第一换相二级管和所述换相电容器之间的所述节点与相应的所述次级绕组和所述η个电容器中相应的一个电容器之间的节点之间连接。
13.如权利要求11所述的电压转换器，其中所述次级路径包括第一初级可控半导体开关，所述第一初级可控半导体开关被配置为将所述单个初级绕组切换至输入直流电压。
14.如权利要求13所述的电压转换器，其中初级电感被串联连接至所述第一初级可控半导体开关。
15.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述初级路径包括被配置为将所述初级绕组切换至输入DC电压的第一初级可控半导体开关。
16.如权利要求15所述的电压转换器，其中初级电感串联连接至所述第一初级可控半导体开关。
17.如权利要求1所述的电压转换器，其中所述初级路径包括第二初级可控半导体开关，所述第二初级可控半导体开关被配置为将初级电容器切换至与所述单个初级绕组并联。
18.权利要求1所述的电压转换器，其中所述初级路径包括第二初级可控半导体开关，所述第二初级半导体可控开关配置为将初级电容器切换至与所述初级绕组并联。
【文档编号】H02M3/335GK104518671SQ201410498534
【公开日】2015年4月15日 申请日期:2014年9月25日 优先权日:2013年9月30日
【发明者】C·A·布拉兹 申请人:英飞凌科技奥地利有限公司