软开关DC‑DC变换器的制作方法与工艺

软开关DC-DC变换器技术领域本发明涉及一种DC-DC变换器，尤其是一种软开关DC-DC变换器。

背景技术：
现有的DC-DC变换器的拓扑图如图12所示，其功率开关管器件全部工作在硬开关状态，且开通关断状态伴随着电压电流的剧烈变化，这导致了现有的DC-DC变换器存在着开关损耗高和噪声严重等问题。为了降低功率开关管的损耗及噪声问题，文献1发明专利“一种软开关降压型DC-DC变换器”(公告号CN101662209B)提出了一种软开关降压型DC-DC变换器，但其主开关管仅能实现零电流、零电压关断，不能实现零电压、零电流导通，这导致变换器降低损耗的效果受到限制。文献2发明专利申请“零电流软开关变换器”(公布号:CN103414340A)的主开关管能实现零电流导通，但不能实现零电压导通，这就导致其结电容损耗不能减小，这也导致将低损耗效果受到限制。文献3美国发明专利申请“DCCapacitor-lessPowerConverters”(小电容直流功率转换器，公布号US2012307531A1)中提出一种软开关DC-DC变换器，但其拓扑中含有至少8个开关器件，这显著增加了变换器成本。文献4“ANewGenerationofBuck-BoostResonantAC-LinkDC-DCConverters”，AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition(APEC),2013Twenty-EighthAnnualIEEE(新一代升降压谐振交流链变换器，IEEE应用电力电子年会)提出一种新型交流链DC-DC变换器如图13所示，其可以实现开关管的零电压导通和零点电压关断，仅需两个开关管，但在变换器工作过程中二极管D2承受较高的反向电压，开关管S1关断后两端也承受非常高的电压。这增加了开关管及二极管的选择难度，导致系统成本升高，系统的安全性、可靠性降低。由上可见，目前在变换器，还存在着开关管不能实现完全的零电压导通和零电压关断问题；开关管及二极管承受的额定电压太高，这增加了变换器选择开关管及二极管的难度，导致系统成本增加，而且影响了系统的安全性、可靠性。

技术实现要素：
本发明的目的是要实现变换器开关管的零电压导通和零电压关断，并通过减小开关管两端所承受电压及二极管承受的反向电压，提供一种低损耗、高效率、高可靠性的软开关DC-DC升降压变换器。为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：软开关DC-DC变换器包括输入电源、负载，特别是，所述变换器还包括第一滤波组件、第一开关管组件、并联谐振回路、二极管组件、第二开关管组件和第二滤波组件；所述第一滤波组件由第一滤波电感和第一滤波电容串联组成；所述并联谐振回路由谐振电感和谐振电容并联组成；所述第二滤波组件由第二滤波电感和第二滤波电容串联组成；所述二极管组件包括四只二极管，其中，第一二极管的阳极与第三二极管的阴极相连，第一二极管的阴极与第二二极管的阴极相连，第二二极管的阳极与第四二极管的阴极相连，第三二极管的阳极与第四二极管的阳极相连；所述第一开关管组件至少包括一只开关组件，所述开关组件包括一只第一开关管和一只二极管，二极管与第一开关管为反并联方式连接，所述第二开关管组件至少包括一只开关件；所述输入电源的正极与第一滤波电感连接，第一滤波电感的另一端与第一滤波电容串联，第一滤波电容的另一端与输入电源的负极连接；第一滤波电感、第一滤波电容的连接点与所述第一开关组件的漏极连接，第一开关组件的源极与并联谐振回路的上连接点相连，并联谐振回路的下连接点与输入电源的负极相连；并联谐振回路的上连接点与第一二极管的阳极相连，并联谐振回路的下连接点与第二二极管的阳极相连，第二二极管的阴极与所述第二开关组件的漏极连接，第二开关组件的源极接第二滤波电感与第二滤波电容的连接点，第二滤波电感的另一端与负载回路的上连接点相连，第二滤波电容的另一端与第四二极管的阳极相连，负载回路的下连接点与第四二极管的阳极相连。优选地，开关件至少包括一只第二开关管。相对于现有技术的有益效果是：1、本发明完全实现了开关管的零电压导通和零电压关断，有效地减小了开关损耗，进而提高了系统的效率。2、显著地减小了开关管及二极管所承受的最高电压，降低了开关管和二极管的选择难度，进而减低了系统的成本，同时也提高了变换器在运行中的安全性和可靠性。附图说明图1是本发明实施例1即采用反阻断型开关管S1的拓扑结构示意图。图2是本发明实施例2即采用反并联型开关管S1拓扑结构示意图。图3是本发明中开关管S1的两种选择。图4是本发明实例1工作过程的换流回路。图5是本发明实例1电感电流电容电压及开关管S1、S2开关波形。图6是本发明实例1开关管S1、S2电压电流波形。图7是本发明实例1开关管S1两端电压及二极管承受的反压波形与已有拓扑的比较。图8是本发明实例2工作过程的换流回路。图9是本发明实例2电感电流电容电压及开关管S1、S2开关波形。图10是本发明实例2开关管S1、S2电压电流波形。图11是本发明实例2开关管S1两端电压及二极管承受的反压波形与已有拓扑的比较。图12是传统的DC-DC变换器拓扑结构示意图。图13是文献4提出的《一种新型交流链DC-DC变换器拓扑结构》示意图。具体实施方式下面结合附图对本发明的优选方式作进一步详细的描述。参见图1和图2，软开关DC-DC变换器包括输入电源Uin、负载load、第一滤波组件101、第一开关管组件102、并联谐振回路103、二极管组件104、第二开关管组件105和第二滤波组件106。其中，第一滤波组件101由第一滤波电感L1和第一滤波电容C1串联组成。并联谐振回路103由谐振电感L2和谐振电容C2并联组成。第二滤波组件106由第二滤波电感L3和第二滤波电容C3串联组成。二极管组件104包括四只二极管，其中，第一二极管D1的阳极与第三二极管D3的阴极相连，第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极相连，第二二极管D2的阳极与第四二极管D4的阴极相连，第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阳极相连。输入电源Uin的正极与第一滤波电感L1连接，第一滤波电感L1的另一端与第一滤波电容C1串联，第一滤波电容C1的另一端与输入电源Uin的负极连接。第一滤波电感L1、第一滤波电容C1的连接点与所述第一开关组件102的漏极连接，第一开关组件102的源极与并联谐振回路103的上连接点相连，并联谐振回路103的下连接点与输入电源Uin的负极相连。并联谐振回路103的上连接点与第一二极管D1的阳极相连，并联谐振回路103的下连接点与第二二极管D2的阳极相连，第二二极管D2的阴极与所述第二开关组件105的漏极连接，第二开关组件105的源极接第二滤波电感L3与第二滤波电容C3的连接点，第二滤波电感L3的另一端与负载load回路的上连接点相连，第二滤波电容C3的另一端与第四二极管D4的阳极相连，负载load回路的下连接点与第四二极管D4的阳极相连。第一开关管组件102至少包括一只开关组件，所述开关组件包括一只第一开关管S1和一只二极管，二极管与第一开关管S1采用反并联方式连接。具体结构件图3。第二开关组件105至少包括一只开关件，其至少包括一个第二开关管S2。实施例1：实施例1的拓扑图如图1所述。本实施例中，开关组件为反阻断型开关管，由一个第一开关管S1和一个二极管串联组成，具体结构见图3中的301。工作过程主要分为四个阶段，换流过程如图4所示。为了更明白的解释变换器工作过程，现设输入电压为Uin，输出电压为Uo，电容电压上侧电压大于下侧电压时为正电压，电感电流向下流为正方向。工作阶段一：此过程第一开关管S1、第二开关管S2全部为关断状态，在上个工作阶段结束后，谐振电感L2和谐振电容C2开始发生谐振如图4(a)所示，当谐振回路103谐振到谐振电容C2正向电压大于输入电压为Uin，且此时谐振电感L2电流方向向下时。此刻导通第一开关管S1，由于第一开关管S1承受反压，此时第一开关管S1反向关断，第一开关管导通区域如图5中S1开关波形灰色区域。此后谐振电容C2电压放电，当谐振电容C2电压下降到等于输入电压为Uin时开关组件S1自然导通，并且第一开关管S1实现零电压导通，此时输入电源Uin给谐振电感L2充电，自此进入到下一个工作阶段。此过程应注意第一开关管S1导通条件：谐振电容C2电压大于等于输入电源Uin；谐振电感L2电流向下时。工作阶段二：此过程第一开关管S1导通、第二开关管S2关断，输入电源Uin向谐振电感L2充电如图4(b)所示，当谐振电感L2电流上升到所需要值iu时，关断第一开关管S1。此时第一开关管S1为零电压关断，自此进入到下一个工作阶段。工作阶段三：此过程第一开关管S1、第二开关管S2全部为关断状态，谐振电感L2和谐振电容C2发生谐振如图4(c)所示。当谐振电容C2电压小于零且其绝对值小于输出电压Uo同时谐振电感L2电流为负时，导通第二开关管S2，第二开关管S2导通区域如图5中S2开关波形灰色区域。由于谐振电容C2反向电压小于输出电压Uo，所以第二开关管S2承受反压处于断开状态。当谐振电容C2反向电压谐振到输出电压Uo，此时第二开关管S2零电压导通。此后进入到第四工作阶段。工作阶段四：此第二开关管S2导通、第一开关管S1关断，第二开关管S2导通后换流过程如图4(d)所示，此时谐振电感L2向负载load放电。当谐振电感L2放电到我们所需要的值id时，第二开关管S2关断，此时，第二开关管S2可以实现零电压关断，由于谐振电感L2上的一部分能量释放到负载load中，所以谐振电容C2反向峰值电压要远小于文献4中的电压。此后进入到第一工作阶段。图5展示了实施例1各个工作阶段过程中谐振电感L2电流、谐振电容C2电压的变化波形及第一开关管S1、第二开关管S2的开关波形。图6为实例1第一开关管S1、第二开关管S2的电压电流波形，为了便于观察第一开关管S1电流放大10倍，可以看出第一开关管S1、第二开关管S2均可以实现零电压关断和零电压导通。为了较清楚的展现实例1，可以明显减小第一开关管S1、第二开关管S2及二极管所承受电压的优点，图7展示了两种变换器在同等工作条件下(包括相同的输入电压、输出电压、输出功率、电感、电容、负载)，两端所承受电压的仿真图对比。可以看出在同等条件下本发明实施例1第一开关管S1两端承受电压不到480V，而文献4(《新一代升降压谐振交流链变换器》中的拓扑结构中开关管S1承受电压超过了920V；本发明实施例1二极管D2承受的反向电压峰值不到340V而文献4中的拓扑结构中二极管D2承受反压超过了1050V，可以明显的看出本发明的优势。实施例2：实施例2的拓扑图如图2所述。本实施例中，开关组件为反并联型开关管，由一只第一开关管S1和一只二极管，二极管与第一开关管S1采用反并联方式连接，具体结构见图3中的302。本实施例中的软开关DC-DC变换器，其工作过程主要分为五个阶段，换流过程如图8所示。为了更明白的解释变换器工作过程，我们设输入电压为Uin，输出电压为Uo，电容电压上侧电压大于下侧电压时为正电压，电感电流向下流为正方向。工作阶段一：此过程第一开关管S1、第二开关管S2全部为关断状态，在上个工作阶段结束后，谐振电感L2向输入电源Uin充电如图8(a)所示，此刻导通第一开关管S1可以实现零电压导通，当谐振电感L2电流反向减小为零时，二极管反向截止，输入电源Uin开始为谐振电感L2正向充电。变换器进入第二个工作过程。工作阶段二：此过程第一开关管S1导通、第二开关管S2关断，输入电源Uin向谐振电感L2充电如图8(b)所示，当谐振电感L2电流上升到我们所需要值iu时，关断第一开关管S1。此时第一开关管S1为零电压关断，自此进入到下一个工作阶段。工作阶段三：此过程第一开关管S1、第二开关管S2全部为关断状态，谐振电感L2和谐振电容C2发生谐振如图8(c)所示。当谐振电容C2电压小于零且其绝对值小于输出电压Uo，同时谐振电感L2电流为负时，导通第二开关管S2，第二开关管S2导通区域如图8中S2开关波形灰色区域。由于谐振电容C2反向电压小于输出电压Uo，所以第二开关管S2承受反压处于断开状态。当谐振电容C2反向电压谐振到输出电压Uo，此时第二开关管S2零电压导通。此后进入到第四工作阶段。工作阶段四：此过程第二开关管S2导通、第一开关管S1关断，第二开关管S2导通后换流过程如图8(d)所示，此时谐振电感L2向负载放电。当谐振电感L2放电到我们所需要的值id时，第二开关管S2关断，此时，第二开关管S2可以实现零电压关断，由于谐振电感L2上的一部分能量释放到负载load中，所以谐振电容C2反向峰值电压要远小于文献4中的电压。此后进入到第五工作阶段。工作阶段五：此过程第一开关管S1、第二开关管S2全部为关断状态，谐振电感L2和谐振电容C2发生谐振如图8(e)所示。当谐振电容C2正向电压充电到输入电压为Uin时，第一开关管S1的反并联二极管自然导通，变换器进入到第一工作阶段。图9展示了实施例2各个工作阶段过程中谐振电感L2电流、谐振电容C2电压的变化波形及第一开关管S1、第二开关管S2的开关波形。图10为实例2第一开关管S1、第二开关管S2的电压电流波形，为了便于观察第一开关管S1的电流放大10倍，可以看出第一开关管S1、第二开关管S2均可以实现零电压关断和零电压导通。为了较清楚的展现本发明可以明显减小开关管所承受电压的优点，图11展示了两种变换器在同等工作条件下(包括相同的输入电压、输出电压、输出功率、电感、电容、负载)，两端所承受电压的仿真图对比。可以看出在同等条件下本发明实施例2第一开关管S1两端承受电压不到480V，而文献4(《新一代升降压谐振交流链变换器》中的拓扑结构中开关管S1承受电压超过了920V；本发明实施例2二极管D2承受的反向电压峰值不到230V，而文献4中的拓扑结构中二极管D2承受反压超过了1050V，可以明显的看出本发明的优势。显然，本领域的技术人员可以对本发明的软开关DC-DC变换器进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若对本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。