交流旋转电机的控制装置和控制方法、以及电动助力转向装置与流程

本发明涉及具有多个绕线组的交流旋转电机的控制装置和控制方法、以及包括交流旋转电机的控制装置的电动助力转向装置。

背景技术：

以往，已知在具有多个绕线组的交流旋转电机中，在绕线组间存在互感的情况下，各绕线组的电流分别对其它的绕线组的电流产生影响，因此，电流、电压及转矩容易呈振荡性。

因此，已知有一种交流电动机控制装置，其包括多个逆变器，通过控制各逆变器的平均电流及电流差，来对多个绕线组的互感所产生的干扰进行抑制(无干扰化)(例如，参照专利文献1)。

具体而言，在该交流电动机控制装置中，在旋转2轴坐标系，基于各逆变器的输出电流的平均值(平均电流)和平均电流指令的偏差来求出平均电压指令，基于各逆变器的输出电流之差(电流差)和电流差指令的偏差来求出电压差指令，并且，将平均电压指令及电压差指令恢复成各绕线组的电压指令并输出，从而降低不平衡电流。

此外，还已知有一种3相旋转电机的控制装置，其包括多个逆变器，根据参考频率来控制各逆变器的电流和与电流差的控制增益比，从而在某系统产生故障而没有电流流过的情况下，防止过电流流过正常系统(例如参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第2614788号公报

专利文献2：日本专利特开2013-230019号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在现有技术中存在如下问题。

专利文献1所记载的交流电动机控制装置中，通过控制各逆变器的平均电流及电流差，来实现无干扰化。另外，若多个绕线组的各因素完全相同，则用于输出相等电流的电压指令也相等，但实际上，由于制造偏差等，在绕线组间各因素存在差异。

此处，在频繁发生电压饱和的高负载、高旋转的区域中，用于输出相等电流的电压指令差变大。在电压指令差较大的情况下，通过反馈电流差而得到的电压差指令矢量变大。与此相对，可输出的电压指令存在由电源电压所引起的限制，因此，电压指令矢量被限定于饱和电压内可呈现的矢量。即，即使电压差指令矢量是具有2轴的自由度的矢量，也形成投影到饱和电压圆上的形态从而方向改变。

此外，在进行控制使得电流差成为目标值的情况下，由于各因素的差异，在一个组中，到饱和电压为止都无法使用。因此，可使用至饱和电压为止的地方受到各因素差异的限定，从而输出转矩下降。

另外，即使为了能降低转矩脉动而对输出电流设置相位差，由于一个组饱和，而另一个组不饱和，因此，也无法获得相位差所产生的转矩脉动的抵消效果。例如，在使用于电动助力转向装置的情况下，可能会导致在转向系统中传播的噪音增大、经由方向盘后的感受变差。

此外，在一般使用的比例积分控制的情况下，若仅利用饱和电压圆施加限制，则电流差的控制积分项变成所需以上的较大值。此时，在该状态继续使得控制变得不稳定的情况下，产生较大振动、振荡等现象。例如，在使用于电动助力转向装置的情况下，电压饱和时即为用户要求较大转矩时，若在这种状态下产生较大振动、振荡，则存在无法正常转向的问题。

此外，专利文献2所记载的3相旋转电机的控制装置中，根据参考频率来控制各逆变器的电流和与电流差之间的控制增益比，从而防止在正常系统中有过电流流过。此处，在专利文献2的装置中，对于因各因素差异而减少的正常时的输出转矩没有采取任何对策。此外，在使电流差的增益下降的情况下，在各绕线组中电流脉动变大。

另外，在电流指令较大的情况和较小的情况下，电压饱和的转速不同，因此，若根据转速来使电流差的增益下降，则在未饱和的情况下，电流差的增益变低，因此，在低输出且高旋转的区域，电流脉动变大。例如，在使用于电动助力转向装置的情况下，可能会导致在转向系统中传播的噪音增大、经由方向盘后的感受变差。

本发明为了解决上述问题而完成，其目的在于获得即使在绕线组间存在各因素差异的情况下，也能在各绕线组中使用电压指令直至饱和电压为止的交流旋转电机的控制装置及控制方法。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置控制具有第1绕线组和第2绕线组的交流旋转电机，其包括：电流检测部，该电流检测部分别检测在第1绕线组中流过的电流及在第2绕线组中流过的电流；电压和运算部，该电压和运算部基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之和即电流和、及交流旋转电机的电流指令，计算旋转2轴坐标系的电压和；电压差运算部，该电压差运算部基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之差即电流差，计算旋转2轴坐标系的电压差；第1电压运算部，该第1电压运算部基于电压和与电压差之和，计算第1绕线组的电压指令；第2电压运算部，该第2电压运算部基于电压和与电压差之差，计算第2绕线组的电压指令；以及电压饱和判定部，该电压饱和判定部基于第1绕线组及第2绕线组的电压及电流中的至少一方，判定第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和，并且在判定为第1绕线组或第2绕线组中电压饱和的情况下，生成电压饱和判定信号以用于降低旋转2轴坐标系的至少一方的轴方向分量的增益。

本发明所涉及的交流旋转电机的控制方法控制具有第1绕线组和第2绕线组的交流旋转电机，其具有：电流检测步骤，该电流检测步骤中，分别检测在第1绕线组中流过的电流及在第2绕线组中流过的电流；电压和运算步骤，该电压和运算步骤中，基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之和即电流和、及交流旋转电机的电流指令，计算旋转2轴坐标系的电压和；电压差运算步骤，该电压差运算步骤中，基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之差即电流差，计算旋转2轴坐标系的电压差；第1电压运算步骤，该第1电压运算步骤中，基于电压和与电压差之和，计算第1绕线组的电压指令；第2电压运算步骤，该第2电压运算步骤中，基于电压和与电压差之差，计算第2绕线组的电压指令；以及电压饱和判定步骤，该电压饱和判定步骤中，基于第1绕线组及第2绕线组的电压及电流中的至少一方，判定第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和，并且在判定为第1绕线组或第2绕线组中电压饱和的情况下，生成电压饱和判定信号以用于降低旋转2轴坐标系的至少一方的轴方向分量的增益。

发明效果

根据本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置及控制方法，电压饱和判定部基于第1绕线组及第2绕线组的电压及电流中的至少一方，判定第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和，并且在判定为第1绕线组或第2绕线组中电压饱和的情况下，生成电压饱和判定信号以用于降低旋转2轴坐标系的至少一方的轴方向分量的增益。

因此，所获得的交流旋转电机的控制装置及控制方法即使在绕线组间存在各因素差的情况下，也能在各绕线组中使用电压指令直至饱和电压为止的。

附图说明

图1是将本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置与交流旋转电机一起示出的结构图。

图2是表示以往的交流电动机控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。

图3是表示本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。

图4是表示本发明的实施方式2所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部的结构图。

图5是表示本发明的实施方式3所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部的结构图。

图6是表示本发明的实施方式4所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部的结构图。

图7是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中第1绕线组的电压矢量所能取的范围的说明图。

图8是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中第1绕线组的电压矢量所能取的范围的其它说明图。

图9(a)、(b)是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中相位彼此不同的2个绕线组的电压矢量的说明图。

图10是举例示出本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中将第1绕线组和第2绕线组的相位差设为30°时的电流及转矩的说明图。

图11是举例示出本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中将第1绕线组和第2绕线组的相位差设为22.5°时的电流及转矩的说明图。

图12是表示本发明的实施方式6所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。

图13是表示本发明的实施方式7所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。

具体实施方式

下面，利用附图，对本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置和控制方法、以及电动助力转向装置的优选实施方式进行说明，但对于各图中的相同或相应的部分附加相同标号来进行说明。

实施方式1

图1是将本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置与交流旋转电机一起示出的结构图。

另外，在本实施方式中，作为交流旋转电机1，举出具有2个绕线组的永磁体型同步旋转电机为例进行说明，但并不限于此，即使是具有2个以上的绕线组的永磁体型同步旋转电机、励磁绕组型同步旋转电机，也可适用本发明。

此外，图1中，该交流旋转电机的控制装置包括位置检测部2、第1电流检测部3、第2电流检测部4、电压饱和判定部5、第1电压运算部6、第2电压运算部7、第1电压施加部8及第2电压施加部9。

位置检测部2利用霍尔元件、旋转变压器、编码器等位置检测器，检测交流旋转电机1的旋转位置θ。另外，也可以不设置位置检测部2，而基于由第1电流检测部3及第2电流检测部4分别检测出的第1绕线组的电流及第2绕线组的电流等，来推定交流旋转电机1的旋转位置θ。

第1电流检测部3利用分流电阻、霍尔元件等电流检测器，检测在交流旋转电机1的第1绕线组U1、V1、W1中流过的电流i1u、i1v、i1w。第2电流检测部4利用分流电阻、霍尔元件等电流检测器，检测在交流旋转电机1的第2绕线组U2、V2、W2中流过的电流i2u、i2v、i2w。电压饱和判定部5利用电压或电流，生成表示第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和的电压饱和判定信号vsat＿flg。

第1电压运算部6基于电流指令id＊、iq＊、电流差指令Δid＊、Δiq＊、由第1电流检测部3检测出的第1绕线组的电流i1u、i1v、i1w、由第2电流检测部4检测出的第2绕线组的电流i2u、i2v、i2w以及由电压饱和判定部5生成的电压饱和判定信号vsat＿flg，计算第1绕线组的电压指令v1u＊、v1v＊、v1w＊。

第2电压运算部7基于电流指令id＊、iq＊、电流差指令Δid＊、Δiq＊、由第1电流检测部3检测出的第1绕线组的电流i1u、i1v、i1w、由第2电流检测部4检测出的第2绕线组的电流i2u、i2v、i2w以及由电压饱和判定部5生成的电压饱和判定信号vsat＿flg，计算第2绕线组的电压指令v2u＊、v2v＊、v2w＊。

第1电力施加部8利用逆变器、矩阵转换器等功率转换器，通过PWM、PAM等已有技术对第1绕线组的电压指令v1u＊、v1v＊、v1w＊进行调制处理，从而对交流旋转电机1的第1绕线组U1、V1、W1施加电压。

第2电力施加部9利用逆变器、矩阵转换器等功率转换器，通过PWM、PAM等已有技术对第2绕线组的电压指令v2u＊、v2v＊、v2w＊进行调制处理，从而对交流旋转电机1的第2绕线组U2、V2、W2施加电压。

接着，对第1电压运算部6及第2电压运算部7的详细结构及功能进行说明。第1电压运算部6具有第1dq坐标转换器10、第2dq坐标转换器11、第1三相坐标转换器20、电流差运算器211、由减法器212及电流差控制器213构成的电压差运算部214、电流和运算器311、由减法器312及电流和控制器313构成的电压和运算部314、以及加法器401。第2电压运算部7具有第1dq坐标转换器10、第2dq坐标转换器11、第2三相坐标转换器21、电流差运算器211、由减法器212及电流差控制器213构成的电压差运算部214、电流和运算器311、由减法器312及电流和控制器313构成的电压和运算部314、以及减法器402。

第1dq坐标转换器10基于由第1电流检测部3检测出的第1绕线组的电流i1u、i1v、i1w和由位置检测部2检测出的旋转位置θ，计算旋转2轴(d-q轴)上的电流i1d、i1q。

第2dq坐标转换器11基于由第2电流检测部4检测出的第2绕线组的电流i2u、i2v、i2w和由位置检测部2检测出的旋转位置θ，计算旋转2轴(d-q轴)上的电流i2d、i2q。

电流差运算器211计算第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之差即电流差。具体而言，电流差运算器211从由第1dq坐标转换器10计算出的第1绕线组的电流i1d、i1q分别减去由第2dq坐标转换器11计算出的第2绕线组的电流i2d、i2q，计算第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之差即电流差id＿dif、iq＿dif。

减法器212从电流差指令Δid＊、Δiq＊分别减去由电流差运算器211计算出的电流差id＿dif、iq＿dif，从而计算出偏差did＿dif、diq＿dif。另外，在本实施方式中，说明将电流差指令Δid＊、Δiq＊设定为0的情况，但也可设为0以外的设定值。

电流控制器213为了使得由减法器212计算出的偏差did＿dif、diq＿dif均与0一致，以由电压饱和判定信号vsat＿flg决定的控制增益进行比例积分控制或比例控制，计算旋转2轴(d-q轴)上的电压差vd＿dif＊、vq＿dif＊。

即，电压差运算部214基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之差即电流差id＿dif、iq＿dif、电流差指令Δid＊、Δiq＊及电压饱和判定信号vsat＿flg，计算旋转2轴(d-q轴)上的电压差vd＿dif＊、vq＿dif＊。

电流和运算器311计算第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之和即电流和。具体而言，电流和运算器311将由第1dq坐标转换器10计算出的第1绕线组的电流i1d、i1q和由第2dq坐标转换器11计算出的第2绕线组的电流i2d、i2q分别相加，计算第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之和即电流和id＿sum、iq＿sum。

减法器312从电流指令id＊、iq＊的K2倍值分别减去由电流和运算器311所计算出的电流和id＿sum、iq＿sum，以计算偏差did＿sum、diq＿sum。这里，此处将K2设定为2(常数)。

电流控制器313为了使得由减法器312计算出的偏差did＿sum、diq＿sum均与0一致，以由电压饱和判定信号vsat＿flg决定的控制增益进行比例积分控制或比例控制，计算旋转2轴(d-q轴)上的电压和vd＿sum＊、vq＿sum＊。

即，电压和运算部314基于第1绕线组的电流与第2绕线组的电流之和即电流和id＿sum、iq＿sum、电流指令id＊、iq＊及电压饱和判定信号vsat＿flg，计算旋转2轴(d-q轴)上的电压和vd＿sum＊、vq＿sum＊。

加法器401将由电流控制器313计算出的电压和vd＿sum＊和由电流控制器213计算出的电压差vd＿dif＊相加后乘以K倍，由此计算第1绕线组的d轴电压指令v1d’＊，来作为旋转2轴(d-q轴)上的d轴分量，并且，将由电流控制器313计算出的电压和vq＿sum＊和由电流控制器213计算出的电压差vq＿dif＊相加后乘以K倍，由此计算第1绕线组的q轴电压指令v1q’＊，来作为q轴分量。另外，此处将K设定为0.5(常数)。

减法器402从由电流控制器313计算出的电压和vd＿sum＊减去由电流控制器213计算出的电压差vd＿dif＊后乘以K倍，由此计算第2绕线组的d轴电压指令v2d’＊，来作为旋转2轴(d-q轴)上的d轴分量，并且，从由电流控制器313计算出的电压和vq＿sum＊减去由电流控制器213计算出的电压差vq＿dif＊后乘以K倍，由此计算第2绕线组的q轴电压指令v2q’＊，来作为q轴分量。

另外，此处，说明了将K2设定为2、将K设定为0.5的情况，但也可在计算过程中乘以系数，得到平均电压，而非电压和。

第1三相坐标转换器20基于由加法器401计算出的旋转2轴上的电压指令v1d’＊、v1q’＊，计算第1绕线组的电压指令v1u＊、v1v＊、v1w＊。第2三相坐标转换器21基于由减法器402计算出的旋转2轴上的电压指令v2d’＊、v2q’＊，计算第2绕线组的电压指令v2u＊、v2v＊、v2w＊。

以下，对上述结构的交流旋转电机的控制装置中的电压矢量进行说明。首先，在将第1绕线组的d轴电压设为v1d，q轴电压设为v1q，第2绕线组的d轴电压设为v2d，q轴电压设为v2q时，交流旋转电机1中的电压与电流的关系式由下式(1)表示。

[数学式1]

式(1)中，s表示拉普拉斯变换的微分算子，R为电阻，ω为电气角速度，φ为磁通，Ld为d轴自感，Lq为q轴自感，Md为d轴互感，Mq为q轴互感。

此外，通过对式(1)进行变形，得到下式(2)及下式(3)。

[数学式2]

[数学式3]

此外，1重3相时的电压方程式由下式(4)表示。

[数学式4]

此处，若将式(2)和式(4)进行比较，则通过将式(4)的Ld置换成Ld+Md，将Lq置换成Lq+Mq，将感应电压项设为2倍，从而与式(2)等效。同样，若将式(3)和式(4)进行比较，则通过将式(4)的Ld置换成Ld-Md，将Lq置换成Lq-Mq，将感应电压项设为0，从而与式(3)等效。另外，在专利文献1中，通过利用式(2)的电压和及式(3)的电压差来进行控制，从而将式(1)无干扰化。

此外，如下式(5)那样，根据饱和电压Vmax1及Vmax2来限制d轴电压及q轴电压。

[数学式5]

即，第1绕线组中，由加法器401计算出的旋转2轴上的电压指令v1d’＊、v1q’＊在实际的输出电压下，如式(5)所示，由饱和电压Vmax1所限制。此外，第2绕线组中，由减法器402计算出的旋转2轴上的电压指令v2d’＊、v2q’＊在实际的输出电压下，如式(5)所示，由饱和电压Vmax2所限制。

另外，在式(1)中，第1绕线组及第2绕线组的R、φ、Ld、Lq、Md、Mq设为相等的值，但实际上，上述各因素因制造偏差等原因而在第1绕线组和第2绕线组中不同。以下，说明第1绕线组和第2绕线组中仅R不同、而提供给第1绕线组及第2绕线组的电压相等的情况。

此外，为了简化说明，设Vmax1＝Vmax2来进行说明，但在Vmax1≠Vmax2的情况下也同样。此外，此处说明仅R不同的情况，但在磁通、电感在第1绕线组和第2绕线组中不同的情况下也同样。

在设第1绕线组的电阻为R1，第2绕线组的电阻为R2的情况下，若考虑正常时，则式(1)中，忽略微分项，由下式(6)来表示。

[数学式6]

此处，电流差指令Δid＊、Δiq＊为0，第1绕线组及第2绕线组均可正常控制的情况下，可将式(6)变形为下式(7)那样。

[数学式7]

此时，电压和及电压差由下式(8)来表示。

[数学式8]

此外，如式(8)那样，若控制成使得第1绕线组和第2绕线组中成为相同电流值，则在没有各因素差异的理想状态下，下式(9)成立。

[数学式9]

然而，由于两绕线组间的各因素差异(R1≠R2)，在第1绕线组和第2绕线组中，得到不同的电压矢量。因此，例如，即使在第1绕线组中使用至饱和电压为止的情况下，在第2绕线组中，也会由于各因素差的影响而仅能使用至低于饱和电压的电压。

此处，如专利文献1那样，在控制成使得第1绕线组与第2绕线组的电流指令之差成为电流差指令的情况下，各绕线组的电压矢量如图2那样。图2是表示以往的交流电动机控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。

图2中，矢量600a表示对通过比例积分控制等得到的电压和矢量取1/2倍后的平均电压矢量，矢量601a表示对通过比例积分控制等得到的电压差矢量取1/2倍后的电压矢量，矢量602a表示第1绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量，矢量603a表示第2绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量。

此时，实际上，由于利用电压饱和圆620来限制电压，因此，第1绕线组中，成为将电压矢量602a缩短后的电压矢量612a，第2绕线组中，成为将电压矢量603a缩短后的电压矢量613a。在此情况下，设定成电压矢量612a可最大限度地使用电压饱和圆620，但电压矢量613a到电压饱和圆620为止还有余量。

因此，在由于第1绕线组及第2绕线组的各因素差的影响，一方的绕线组中电压饱和的情况下，另一方的绕线组中无法使用至饱和电压，输出转矩下降。另外，此处，简单起见，将两绕线组的电压饱和圆设为同一圆来进行说明，但即使在两绕线组的电压饱和圆的大小不同的情况下也同样。

此外，如专利文献2那样，在根据转速使电流差的增益下降的情况下，在例如低输出且高旋转等电压未饱和的区域，电流脉动变大，在转向系统中传播的噪音增大。

与此相对，在本实施方式中，在电压未饱和的区域，不降低电流差的增益，在追求更大的输出转矩的电压饱和区域，通过降低电流差在旋转2轴坐标系中的d轴分量的增益，来使输出转矩最大化。

图3是表示本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。图3中，矢量600b表示对通过比例积分控制等得到的电压和矢量取1/2倍后的平均电压矢量，矢量601b表示对通过比例积分控制等得到的电压差矢量取1/2倍后的电压矢量，矢量602b表示第1绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量，矢量603b表示第2绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量。

此时，实际上，由于利用电压饱和圆620来限制电压，因此，第1绕线组中，成为将电压矢量602b缩短后的电压矢量612b，第2绕线组中，成为将电压矢量603b缩短后的电压矢量613b。

此处，与使得电压差的d轴分量具有自由度对应，电压矢量612b及电压矢量613b均可最大限度地使用电压饱和圆620。因此，即使在由于第1绕线组及第2绕线组的各因素差的影响，一方的绕线组中电压饱和的情况下，在两绕线组中也仍然能够使用至饱和电压，因此可提高输出转矩。

如以上那样，根据实施方式1，电压饱和判定部基于第1绕线组及第2绕线组的电压及电流中的至少一方，判定第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和，并且在判定为第1绕线组或第2绕线组中电压饱和的情况下，生成电压饱和判定信号，以用于降低旋转2轴坐标系的至少一方的轴方向分量的增益。

因此，可获得即使在绕线组间存在各因素差的情况下，也能在各绕线组中将电压指令使用至饱和电压为止的交流旋转电机的控制装置及控制方法。

实施方式2

上述实施方式1中，说明了电压饱和判定部5仅利用电压或电流，生成表示第1绕线组或第2绕线组中电压是否饱和的电压饱和判定信号vsat＿flg。

在本发明的实施方式2中，说明利用图4所示的电压饱和判定部5a来判定电压饱和的情况。图4是表示本发明的实施方式2所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部5a的结构图。

首先，考虑到第1绕线组及第2绕线组的电压差相对于各自的电压而言足够小，从而通过对上述式(5)进行变形，可得到下式(10)。

[数学式10]

此时，在式(10)中，若考虑可如电压指令那样输出，则式(10)可改写为下式(11)那样。

[数学式11]

此处，电压饱和判定部5a在例如式(11)的右边为左边以上的情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg接通，在其它情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg关断。也可在接通判定阈值与关断判定阈值之间设置滞后，使得电压饱和判定信号vsat＿flg不会振荡(hunting)。

但是，在计算电压和vd＿sum＊、vq＿sum＊时，需要使用电压饱和判定信号vsat＿flg，因此，也可以使用电压和vd＿sum＊、vq＿sum＊的上次值来生成电压饱和判定信号vsat＿flg。

如此，电压饱和判定部5a基于电压和来生成电压饱和判定信号vsat＿flg，从而可在不确认各绕线组的电压饱和状况的情况下执行简易的电压饱和判定。

实施方式3

上述实施方式2中，电压饱和判定部5a基于电压和来简单执行电压饱和判定，但在本发明的实施方式3中，说明利用图5所示的电压饱和判定部5b来判定电压饱和的情况。图5是表示本发明的实施方式3所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部5b的结构图。

电压饱和判定部5b基于第1绕线组的电压指令v1d’＊、v1q’＊，生成电压饱和判定信号vsat＿flg。另外，在本实施方式中，仅基于第1绕线组的电压指令来判定电压饱和，但也可仅基于第2绕线组的电压指令v2d’＊、v2q’＊来判定电压饱和，还可既基于第1绕线组的电压指令又基于第2绕线组的电压指令来判定电压饱和。

首先，根据上述式(5)，可得到下式(12)。

[数学式12]

此处，电压饱和判定部5b在例如式(12)的左边为右边以上的情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg接通，在其它情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg关断。

但是，在计算第1绕线组的电压指令v1d’＊、v1q’＊时，需要使用电压饱和判定信号vsat＿flg，因此，可以使用第1绕线组的电压指令v1d’＊、v1q’＊的上次值来生成电压饱和判定信号vsat＿flg。也可在接通判定阈值与关断判定阈值之间设置滞后，使得电压饱和判定信号vsat＿flg不会振荡。

如此，电压饱和判定部5b基于第1绕线组的电压指令及第2绕线组的电压指令中的至少一方来生成电压饱和判定信号vsat＿flg，从而可确认各绕线组的电压饱和状况，执行正确的电压饱和判定。

实施方式4

上述实施方式2及实施方式3中，基于电压和及第1绕线组的电压指令等电压指令执行了电压饱和判定，但在本发明的实施方式4中，说明利用图6所示的电压饱和判定部5c来判定电压饱和的情况。图6是表示本发明的实施方式4所涉及的交流旋转电机的控制装置中的电压饱和判定部5c的结构图。

电压饱和判定部5c基于电流和id＿sum、iq＿sum及电流指令id＊、iq＊，生成电压饱和判定信号vsat＿flg。此处，在电压饱和的情况下，无法追踪电流指令，因此，设为例如式(13)所示的控制式即可。

[数学式13]

此处，电压饱和判定部5c在例如式(13)的左边为右边以上的情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg接通，在其它情况下，将电压饱和判定信号vsat＿flg关断。也可在接通判定阈值与关断判定阈值之间设置滞后，使得电压饱和判定信号vsat＿flg不会振荡。

如此，电压饱和判定部5c基于电流和及电流指令来生成电压饱和判定信号vsat＿flg，从而可根据非上次指令的最新的实测值来执行电压饱和判定。此外，通过根据检测电流与电流指令的偏离来判定电压饱和，从而可减少利用电压指令的运算。

实施方式5

本发明的实施方式5中，与上述实施方式1的不同点在于，在第1绕线组与第2绕线组之间具有抵消电气角速度6阶分量的转矩脉动的相位差。以下，对该情况进行说明。

图7是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中第1绕线组的电压矢量所能取得的范围的说明图。图7中，各相的电压指令的范围由电源电压所限制，因此，可设定的电压矢量限定在正六边形700的内部。

此外，若是收敛在与正六边形700内切的圆701a内部的电压矢量702a，则无论在哪个旋转位置，都可输出同一电压矢量。将该状态设为调制率100％，已知通过空间矢量调制等各种调制方法，可提高电压利用率。

图8是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中第1绕线组的电压矢量所能取得的范围的其它说明图。在图8所示的部分角度中，若为根据超过正六边形700的圆701b来决定的电压矢量702b，则超过正六边形700的角度被限制在正六边形700的内部。

因此，在未施加限制的角度和施加了限制的角度中，电压矢量的大小彼此不同，因此，产生在电气角1个周期的期间内出现6次的电气角速度的6阶分量的转矩脉动。

图9(a)、(b)是表示本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中相位彼此不同的2个绕线组的电压矢量的说明图。此处，说明第1绕线组的U1、V1、W1相对于第2绕线组的U2、V2、W2而言相位提前30°的情况。

在图9(a)、(b)中，若设与U1相所成的角度为φ，则第1绕线组的电压矢量703c受到正六边形700的限制。此时，在φ＝(30+60×n)°时，输出最小，在φ＝(60×n)°时，可输出目标电压矢量。

另一方面，第2绕线组的电压矢量713c受到正六边形710的限制。此时，在φ＝(60×n)°时，输出最小，在φ＝(30+60×n)°时，可输出目标电压矢量。其结果是，第1绕线组和第2绕线组的电压矢量之和使输出的变动彼此抵消。

图10是举例示出本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中将第1绕线组和第2绕线组的相位差设为30°时的电流及转矩的说明图。在该计算例中，由于在大于100％的调制率下，电气角频率设为120Hz，因此，在d轴电流、q轴电流及转矩的任意输出中出现的720Hz的脉动成为电气角速度6阶分量。

另外，在第1绕线组及第2绕线组中分别产生转矩脉动，但第1绕线组的转矩脉动和第2绕线组的转矩脉动为相反相位，第1绕线组的输出转矩和第2绕线组的输出转矩之和中包含的电气角速度6阶分量的转矩脉动因抵消效果而变小。此外，在本实施方式中，说明了相位差设为30°的情况，但第1绕线组与第2绕线组的相位差并非限定于30°。

例如，图11是举例示出本发明的实施方式5所涉及的交流旋转电机的控制装置中将第1绕线组和第2绕线组的相位差设为22.5°时的电流及转矩的说明图。在该计算例中，若在大于100％的调制率下，将电气角频率设为120Hz，则与上述相位差设为30°的示例同样，在d轴电流、q轴电流及转矩的任意输出中均产生作为电气角速度6阶分量的720Hz的转矩脉动。

此处，第1绕线组的转矩脉动和第2绕线组的转矩脉动基本为相反相位，虽没有达到相位差为30°的情况那样的程度，但也可获得抵消效果，因此，第1绕线组的输出转矩和第2绕线组的输出转矩之和中包含的电气角速度6阶分量的转矩脉动变小。

此外，在电压矢量在图9的圆701c及圆711c的圆周上运动的情况下，电气角速度6阶分量的转矩脉动基本为相等的大小。如图3所示，在由于第1绕线组及第2绕线组的各因素差的影响，一方的绕线组中电压饱和的情况下，通过在两绕线组中使用至饱和电压为止，从而第1绕线组的转矩脉动的电气角速度6阶分量和第2绕线组的转矩脉动的电气角速度6阶分量大小相同，相位彼此反转，第1绕线组的输出转矩和第2绕线组的输出转矩之和中包含的电气角速度6阶分量的转矩脉动可因抵消效果而变小。

实施方式6

在上述实施方式1中，在电压饱和区域，使电流差的旋转2轴坐标系中的d轴分量的增益下降，但对于控制响应频率附近的目标值变动，d轴电流差时而追踪目标时而未追踪目标，因此，在图2所示的状态和图3所示的状态间转移，成为产生转矩脉动的主要原因。

此外，对于频率低于控制响应频率的目标值变动，成为图2所示的状态，因此，无法获得输出转矩的提高效果。因此，在本发明的实施方式6中，说明在电压饱和区域，电流差的旋转2轴坐标系中的d轴分量的增益设为0的情况。

图12是表示本发明的实施方式6所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。图12中，矢量600c表示对通过比例积分控制等得到的电压和矢量取1/2倍后的平均电压矢量，矢量601c表示对通过比例积分控制等得到的电压差矢量取1/2倍后的电压矢量，矢量602c表示第1绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量，矢量603c表示第2绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量。

此时，实际上，由于利用电压饱和圆620来限制电压，因此，第1绕线组中，成为将电压矢量602c缩短后的电压矢量612c，第2绕线组中，成为将电压矢量603c缩短后的电压矢量613c。

此处，在本实施方式中，仅以q轴分量考虑电压差，因此，d轴电流差的影响未体现在电压矢量612c、电压矢量613c中。因此，即使对于低频率的目标值变动，两绕线组也均可最大限度地使用电压饱和圆620。

因此，即使在由于第1绕线组及第2绕线组的各因素差的影响，一方的绕线组中电压饱和的情况下，在两绕线组中也仍可使用至饱和电压，因此可提高输出转矩。此外，在通过比例积分控制来获得电压差的情况下，如图12所示那样生成电压矢量，从而可使电压矢量601c电压和矢量611c的Vq分量的大小关系一致，因此，通过正确计算积分项，可抑制积分饱和(reset windup)。

实施方式7

在上述实施方式6中，在电压饱和区域，电流差的旋转2轴坐标系中的d轴分量的增益设为0，但在电压差矢量的d轴分量的绝对值显著大于q轴分量的绝对值的情况、即图12中与Vq轴所成的角度较小的情况下，电压差指令矢量变大，在与Vq轴重叠的情况下，成为无限大的大小。

另外，实际上，由于在旋转中存在感应电压分量，因此，在电压饱和区域不会与Vq轴重叠，但存在难以设计电压矢量的大小的设定范围的问题。此外，在不反馈d轴电流差的情况下，在一方的绕线组中，可能会因流过较多的d轴电流而导致退磁。因此，在本发明的实施方式7中，说明在电压饱和区域，电流差的旋转2轴坐标系中的q轴分量的增益设为0的情况。

此外，在本实施方式中，说明电流差的旋转2轴坐标系中的q轴分量的增益设为0的情况，但对于频率高于控制响应频率的目标值变动，通过降低增益，也可获得同样的效果。

图13是表示本发明的实施方式7所涉及的交流旋转电机的控制装置中的各绕线组的电压矢量的说明图。图13中，矢量600d表示对通过比例积分控制等得到的电压和矢量取1/2倍后的平均电压矢量，矢量601d表示对通过比例积分控制等得到的电压差矢量取1/2倍后的电压矢量，矢量602d表示第1绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量，矢量603d表示第2绕线组的未考虑电压饱和的电压矢量。

此时，实际上，由于利用电压饱和圆620来限制电压，因此，第1绕线组中，成为将电压矢量602d缩短后的电压矢量612d，第2绕线组中，成为将电压矢量603d缩短后的电压矢量613d。

此处，在本实施方式中，仅以d轴分量考虑电压差，因此，q轴电流差的影响未体现在电压矢量612d、电压矢量613d中。因此，即使对于低频率的目标值变动，两绕线组也均可最大限度地使用电压饱和圆620。

因此，即使在由于第1绕线组及第2绕线组的各因素差的影响，一方的绕线组中电压饱和的情况下，在两绕线组中可使用至饱和电压，因此可提高输出转矩。此外，在通过比例积分控制获得电压差的情况下，如图12所示那样生成电压矢量，从而可使电压矢量601d电压和矢量611d的Vd分量的大小关系一致，因此，通过正确计算积分项，可抑制积分饱和。

实施方式8

在上述实施方式6及实施方式7中，在电压饱和区域，使电流差的旋转2轴坐标系中的至少一方的轴分量的增益下降或设为0，但在电流、角度存在检测误差的情况下，呈现为电压和的变动。

此外，在电压饱和时，对于因各因素差而产生的电气角速度6阶分量的转矩脉动，虽然能够通过使电流差的增益下降，来利用抵消效果使其降低，但无法完全去除，并且，在存在磁阻转矩的情况下，电气角速度12阶分量的转矩脉动无法抵消而残留。

因此，在本发明的实施方式8中，说明在电压饱和区域，使电流和的旋转2轴坐标系中的一方的轴分量的增益下降的情况。

首先，交流旋转电机1所产生的转矩由下式(14)表示。另外，式(14)中，T表示产生转矩。

[数学式14]

T＝P_mi_1q{φ+i_1d(L_1d-L_1q)}+P_mi_2q{φ+i_2d(L_2d-L_2q)}…(14)

此处，第1绕线组和第2绕线组的电流之差相比于第1绕线组和第2绕线组的电流的平均值而言较小，因此，式(14)可近似为下式(15)。

[数学式15]

这样，通过降低在电压和运算时所使用的增益，可抑制电流检测误差、角度检测误差所导致的电压和的变动，降低电流和脉动。因此，通过在电压饱和区域，降低电流和的旋转2轴坐标系中的一方的轴分量的增益，可抑制由式(15)得到的输出转矩中包含的振动分量。

另外，通过将上述实施方式1～8所示的交流旋转电机的控制装置应用于电动助力转向装置，可在振动敏感的电动助力转向装置中，抑制转矩脉动。