双向DC‑DC转换器的制作方法

本发明涉及双向DC-DC转换器。此外，本发明还涉及一种包括至少两个这种双向DC-DC转换器的系统。

背景技术：

隔离双向直流-直流(Direct Current-Direct Current，DC-DC)转换器(Isolated Bidirectional Direct Current-Direct Current Converter，IBDC)的发展趋势是极高效能、高功率密度且低成本的宽输入-宽输出(Wide Input–Wide Output，WIWO)电压。谐振DC-DC转换器由于具有实现软切换(零电压切换(Zero Voltage Switching，ZVS)和零电流切换(Zero Current Switching，ZCS))的固有特征，因而是实现高效能的适用技术。此外，在这些电路中可能提高切换频率以便减少无功分量的大小。

现今行业中发现的通用并广泛使用的双向DC-DC转换器是双有源电桥(Dual Active Bridge，DAB)和谐振转换器，因为它们能够实现高效能。

然而，常规谐振转换器在双向操作(即，正向和反向模式)方面仍然存在缺点，例如，主要是反向操作模式下的电压增益特性。此外，如果要使用现有技术，那么输出滤波器的低压侧的高交流电导致滤波器的高功率损耗和大体积。

根据常规方案，使用所描述的双向拓扑电路，低压侧谐振器件上的电流应力较高且折中了转换器的效能。

另外，根据常规方案，使用所描述的双向拓扑电路不可能实现WIWO电压和高效能。而且，很难获得有源器件数目减少的新拓扑电路(受控半导体)，这些电路要求双向能量转换系统的高可靠性和性能。

技术实现要素：

本发明的一个目的是提供一种缓解或解决常规方案的缺点和问题的概念。

本发明的另一目的是提供一种用于供电系统中的WIWO电压应用的双向转换器。

根据本发明的第一方面，使用双向DC-DC转换器实现上述及其它目的，所述双向DC-DC转换器包括：

第一终端电路，

第二终端电路，

变压器电路，

连接到所述第一终端电路的第一高压侧，以及

连接到所述第二终端电路的第二低压侧；其中：

所述第一高压侧和所述第二低压侧通过所述变压器电路彼此连接，以及

所述第一高压侧包括连接于所述第一高压侧的第一电桥电路与所述变压器电路的高压侧之间的谐振槽电路。

根据所述第一方面的一实施形式，现有转换器的电桥电路可包括有源开关。

使用根据本发明实施例的转换器，由于至少以下几点，可实现输入和输出电压的极高变化、调压的窄频变化、高效能、高功率密度和低成本。由于将谐振槽置于高压侧，当前转换器具有简化的且更高效的布局。这也将减小电流应力并因此减少所述转换器的损耗。

此外，所述转换器的所述低压侧中不需要储能元件，以便获得ZVS。本发明的实施例可在所述转换器的两个方向提供ZVS和ZCS。

并且，由于用于低压侧半导体的同步驱动器的数量减少以及由于可使用的公共参考，可靠性得以提高。

使用当前电路布局还减少了所需的内部能耗，与常规转换器相比，当前电路布局将提高根据本发明的转换器的效能。

根据如上所述第一方面的第一实施形式，所述谐振槽电路包括：第一支路，包括彼此串联连接的第一电容C_r1和第一电感L_r1；第二电容C_r2和第二电感L_r2；其中所述第一支路、所述第二电感L_r2以及所述第二电容连接到公共节点；所述第二电容C_r2连接于所述公共节点与所述变压器电路的所述高压侧的第一端子之间；所述第二电感L_r2连接于所述公共节点(C)与所述变压器电路的所述高压侧的第二端子之间。

这可表示为电容电感-电感电容(Capacitor-Inductor-Inductor-Capacitor，CLLC)类型谐振槽。因此，所需要的高压侧和低压侧的有源半导体的数量减少。

根据所述第一方面的所述第一实施形式的第二实施形式，

所述第一电容C_r1的第一端子形成所述谐振槽电路的第一(连接)端子，

所述第一电容C_r1的第二端子连接到所述第一电感L_r1的第一端子；

所述第一电感L_r1的第二端子连接到所述第二电容C_r2的第一端子以及所述第二电感L_r2的第一端子；

所述第二电感L_r2的第二端子形成所述谐振槽电路的第三(连接)端子；

所述第二电容C_r2的第二端子形成所述谐振槽电路的第二(连接)端子。

根据所述第一方面的所述第二实施形式的第三实施形式，

所述谐振槽电路的所述第一端子和所述谐振槽电路的所述第三端子连接到所述第一电桥电路；以及

所述谐振槽电路的所述第二端子和所述谐振槽电路的所述第三端子连接到所述变压器电路的所述高压侧。

根据所述第一方面的所述第一或第二实施形式的第四实施形式，所述第一电桥电路是全桥，所述第二低压侧包括连接到所述变压器电路的低压侧的其它全桥；或所述第一电桥电路是半桥，所述第二低压侧包括连接到所述变压器电路的所述低压侧的推挽电路，所述变压器电路在其低压侧上包括第二绕组，其中所述第二绕组包括中心抽头；或所述第一电桥电路是半桥，所述第二低压侧包括具有自耦变压器的推挽电路，所述自耦变压器连接到所述变压器电路的所述低压侧。因此，当前谐振槽可添加到不同应用的任意转换器拓扑中。

根据所述第一方面的所述第四实施形式的所述第五实施形式，所述谐振槽电路包括：第一支路，包括彼此串联连接的第一电容C_r1和第一电感L_r1；第二支路，包括彼此串联连接的第二电感L_r2和第二电容C_r2；第三支路，包括彼此串联连接的第三电容C_r3和第三电感L_r3；其中所述第一支路、所述第二支路以及所述第三支路连接到公共节点(C)；所述第二支路连接于所述公共节点与所述变压器电路的所述高压侧的第一端子之间；所述第三节点连接于所述公共节点与所述变压器电路的所述高压侧的第二端子之间。这可表示为电感电容-电感电容-电感电容或3LC类型谐振槽。因此，所需要的高压侧和低压侧的有源半导体的数量减少。此外，电压增益特性大于1，仅使用无源器件并且升压和降压操作模式可行。

根据所述第一方面的所述第五实施形式的第六实施形式，

所述第一电容C_r1的第一端子形成所述谐振槽电路的第一(连接)端子；

所述第一电容C_r1的第二端子连接到所述第一电感L_r1的第一端子；

所述第一电感L_r1的第二端子连接到所述第二电感L_r2的第一端子以及所述第三电感L_r3的第一端子；

所述第二电感L_r2的第二端子连接到所述第二电容C_r2的第一端子；

所述第二电容C_r2的第二端子形成所述谐振槽电路的第二(连接)端子；

所述第三电感L_r3的第二端子连接到所述第三电容C_r3的第一端子；

所述第三电容C_r3的第二端子形成所述谐振槽电路的第三(连接)端子。

根据所述第一方面的所述第六实施形式的第七实施形式，

所述谐振槽电路的所述第一(连接)端子和所述谐振槽电路的所述第三(连接)端子连接到所述第一电桥电路；以及

所述谐振槽电路的所述第二(连接)端子和所述谐振槽电路的所述第三(连接)端子连接到所述变压器的高压侧。

根据所述第一方面的所述第五到第七实施形式的第八实施形式，所述第一电桥电路是全桥，所述第二低压侧包括连接到所述变压器电路的低压侧的其它全桥；或所述第一电桥电路是半桥，所述第二低压侧包括连接到所述变压器电路的低压侧的全桥；或所述电桥电路是半桥，所述第二低压侧包括连接到所述变压器电路的所述低压侧的推挽电路，所述变压器电路在其低压侧上包括第二绕组，其中所述第二绕组包括中心抽头；或所述第一电桥电路是半桥，所述第二低压侧包括具有自耦变压器的推挽电路，所述自耦变压器连接到所述变压器电路的所述低压侧。因此，当前谐振槽电路可添加到不同应用的任意转换器拓扑中。

根据所述第一方面的所述第五到第八实施形式的第九实施形式，所述第一电感L_r1、所述第二电感L_r2和所述第三电感L_r3中的至少两者在一个公共磁芯中彼此磁连接。因此，所述谐振槽电路中的器件数量可减少。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一所述实施形式的第十实施形式，第二滤波器连接于所述第二终端电路的正极端子和负极端子之间。因此，可在所述转换器的低压侧去除噪声。

根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一所述实施形式的第十一实施形式，第一滤波器与所述第一端子和所述第一电桥电路并联连接。因此，可在所述转换器的高压侧去除噪声。

根据本发明的第二方面，使用双向DC-DC转换器系统实现上述以及其它目的，所述双向DC-DC转换器系统包括根据所述第一方面或所述第一方面的任一实施形式的两个或更多双向DC-DC转换器，其中所述两个或更多双向DC-DC转换器彼此交织，即，所述双向DC-DC转换器以不同的配置彼此连接。

交织是指并行操作两个或更多DC-DC转换器以及利用相对于彼此的相位差来操作每个DC-DC转换器的电桥电路的开关。因此，交织系统的输入和输出中的所产生纹波电流可最小化。

对于大功率应用，优选交织两个或更多当前转换器。此外，交织两个或更多转换器减少了当使用相移控制时输出滤波器所需的电容数量。还意识到，当前转换器可以本领域所熟知的各种不同的串联和并联配置进行交织。

根据如上所述第二方面的第一实施形式，所述两个或更多双向DC-DC转换器的所述第一高压侧彼此串联连接。

根据如上所述第二方面或所述第二方面的所述第一实施形式的第二实施形式，所述两个或更多双向DC-DC转换器的所述第一高压侧彼此并联连接。

根据如上所述第二方面或所述第二方面的所述第一或第二实施形式的第三实施形式，所述两个或更多双向DC-DC转换器的所述第二低压侧彼此串联连接。

根据如上所述第二方面或所述第二方面的所述第一至第三实施形式中任一实施形式的第四实施形式，所述两个或更多双向DC-DC转换器的所述第二低压侧彼此并联连接。

本发明的另一方面涉及电气电路，所述电气电路包括两个或更多电感以及用于连接到其它电气电路的两个或更多连接节点(或端子)，其中所述两个或更多电感在一个公共磁芯中彼此磁连接。因此，所述电气电路中的电感器件的数量以及制造成本得以减少。

应注意，当前转换器和系统的更多应用和优势将从下面的详细描述中显而易见。

附图说明

附图意在阐明和阐释本发明的各项实施例，其中：

图1所示为根据本发明实施例的双向DC-DC转换器；

图2所示为根据本发明实施例的CLLC双向DC-DC转换器；

图3a和3b所示为如图2所示的CLLC双向DC-DC转换器的正向和反向模式的电压增益特性；

图4a至4c所示为根据本发明实施例的其它CLLC双向DC-DC转换器；

图5所示为根据本发明实施例的3LC双向DC-DC转换器；

图6a和6b所示为如图5所示的3LC双向DC-DC转换器的正向和反向模式的电压增益特性；

图7a至7c所示为根据本发明实施例的其它3LC双向DC-DC转换器；

图8a和8b所示为两个不同的3LC谐振槽，它们可用于如图5和7a至7c所示的实施例；

图9所示为根据本发明实施例的包括CLLC双向DC-DC转换器的双向DC-DC转换器系统；以及

图10所示为根据本发明实施例的包括3LC双向DC-DC转换器的双向DC-DC转换器系统。

具体实施方式

图1所示为根据本发明实施例的双向DC-DC转换器100的简化方框图。参考图1，双向DC-DC转换器100包括高压(High Voltage，HV)侧107的(第一)HV(例如，连接)终端电路101、低压(Low Voltage，LV)侧109的(第二)LV(例如，连接)终端电路103、以及变压器电路105。HV侧107连接到DC-DC转换器100的第一终端电路101，LV侧109连接到DC-DC转换器100的第二终端电路103。

此外，HV侧107和LV侧109通过上述变压器电路105彼此连接。而且，HV侧107包括连接于HV侧107的第一电桥电路113与变压器(电路)105的HV侧之间的谐振槽111。转换器100的终端电路101和103以及下文描述的该转换器100不同实施形式通常包括正极端子(用于施加或提供正电势)和负极端子(例如，用于施加或提供负或GND电势)。这些正极和负极端子通常是用于连接到一个或多个其它设备的连接端子。在转换器100的正向(高压进低压出)上，第一终端电路101形成转换器100的输入端，第二终端电路103形成转换器100的输出端。在转换器100的反向(低压进高压出)上，第二终端电路103形成转换器100的输入端，第一终端电路101形成转换器100的输出端。

HV侧和LV侧是指当与LV侧相比时，在HV侧通常施加/提供相对较高的电压。

根据本发明的实施例，谐振槽电路111是电容电感-电感电容(Capacitor-Inductor-Inductor-Capacitor，CLLC)类型的。图2所示为根据本发明实施例的具有CLLC谐振槽111的双向DC-DC转换器200。双向DC-DC转换器200形成如图1所示的双向DC-DC转换器100的可能实施形式。

在CLLC双向DC-DC转换器200中，图2中示出了实施在双向DC-DC转换器的HV侧107中的CLLC谐振槽111的示例。该谐振槽电路的特性是实现正向模式下的WIWO电压和反向模式下的可接受电压增益的可能性，以及高效能和高功率密度。

参考图2，根据CLLC实施例的谐振槽电路111包括第一电容C_r1、第一电感L_r1、第二电容C_r2以及第二电感L_r2。

第一电容C_r1的第一端子形成CLLC谐振槽电路111的第一(连接)端子T1。第一电容C_r1的第二端子连接到第一电感L_r1的第一端子。第一电感L_r1的第二端子连接到第二电容C_r2的第一端子以及第二电感L_r2的第一端子。此外，第二电感L_r2的第二端子形成谐振槽电路111的第三(连接)端子T3。第二电容C_r2的第二端子形成CLLC谐振槽电路111的(第二)连接端子T2。

而且，HV侧107包括连接于第一HV终端电路101与谐振槽电路111之间的第一全桥电路113。

谐振槽电路111的第一连接端子T1连接于第一电桥电路113的第三S3与第四S4开关之间。谐振槽电路111的第三连接端子T3连接于第一电桥电路113的第一S1与第二S2开关之间。谐振槽电路111的第二连接端子T2连接到变压器电路105的HV侧的第一端子(例如，第一绕组的第一尾端)，谐振槽电路111的第三连接端子T3连接到变压器电路105的HV侧的第二端子(例如，第一绕组的第二尾端)。

换言之，根据本实施例的CLLC谐振槽电路111包括第一支路，第一支路包括：彼此串联连接的第一电容C_r1和第一电感L_r1；第二电容C_r2和第二电感L_r2。第一支路、所述第二电感L_r2和所述第二电容连接到公共节点C。所述第二电容C_r2连接于所述公共节点C与所述变压器电路105的所述高压侧的第一端子之间。所述第二电感L_r2连接于所述公共节点C与所述变压器电路105的所述高压侧的第二端子之间。

当前谐振槽111的不同电容和电感的值取决于特定应用。

HV侧107包括连接到第一滤波器117的第一和第二端子的第一终端电路101，在该特定示例中，第一滤波器117实施为电容C_HV。详细来说，第一滤波器117连接于第一终端电路101的正极端子与负极端子之间。

第一滤波器117的第一和第二端子依次分别连接到全桥电路113的正极端子和负极端子。全桥电路113包括开关S1、S2、S3和S4，在本示例中，开关S1、S2、S3和S4实施为N沟道Mosfet晶体管。然而，开关的其它实施方式也是可能的(例如，绝缘栅极双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)；金属氧化物硅场效应晶体管(Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor，MOSFET)；结型栅极场效应晶体管(Junction Gate Field-Effect Transistor，JFET)；门极可关断晶闸管(Gate Turn-off Thyristor，GTO))。

HV侧的全桥电路113的所提及开关S1、S2、S3和S4之后是上述CLLC谐振槽电路111，CLLC谐振槽电路111转而被连接到变压器电路105的HV侧。变压器电路105与转换器设备200的HV侧107和LV侧109磁连接。

此外，变压器(电路)105的LV侧(例如，第二绕组的尾端)的第一和第二端子连接到LV侧109的第二全桥电路115。第二全桥电路115包括第一Sr₁、第二Sr₂、第三Sr₃和第四Sr₄开关。第二全桥电路115的正极和负极连接端子连接到LV侧109的第二滤波器119的第一和第二端子，在本示例中，第二滤波器119实施为电容C_LV。最后，第二滤波器119的第一和第二端子连接到当前DC-DC转换器200的第二终端电路103。详细来说，第一滤波器117连接于第二终端电路103的正极端子与负极端子之间。

图2中该特定实施例的正向(在图3a中示出)和反向模式(在图3b中示出)两者的电压增益特性在图3a和3b中示出。

y轴表示电压，x轴表示频率。如图3a和3b的曲线图中可见，谐振槽的固有谐振频率在两个方向上相等。在反向模式中，电压增益特性是有限的且极大程度上取决于质量因素Q，质量因素Q取决于谐振槽电路111中器件的值(在图3a和3b中示出了Q＝10、2以及0.1)。然而，这是一个有关设计的问题并将取决于应用和谐振槽的器件(参数)值的选择。

基于上述转换器的LV侧107的配置，双向DC-DC转换器的不同拓扑实施形式是可能的，这些拓扑实施形式在图4a至4c中示出。这些实施形式涉及第一电桥电路113和第二电桥电路105各自的配置。

在图4a所示的转换器210中，HV侧107中的第一电桥电路113实施为半桥(Half Bridge，HB)电路，LV侧109中的第二电桥电路115实施为全桥(Full Bridge，FB)电路。

图4a中HV侧107中的HB电路113包括第一S1和第二S2开关；第一CB1和第二CB2电容(当第一电桥电路具有该HB配置时，CB1和CB2在某些应用中可为谐振槽电路的一部分)；以及第一Dc1和第二Dc2钳位二极管。谐振槽电路111的第一连接端子T1连接于第一电容CB1和第二电容CB2的串联连接之间，其中第一电容CB1与第一钳位二极管Dc1并联，第二电容CB2与第二钳位二极管Dc2并联。谐振槽电路111的第三连接端子T3连接于第一开关S1和第二开关S2的串联连接之间。

图4a中LV侧109中的FB电路以与上述图2中的FB电路相同的方式配置。

在如图4b所示的转换器220中，HV侧107中的第一电桥电路113实施为半桥电路(如图4a中的半桥电路)。此外，转换器220的LV侧107包括推挽式自耦变压器电路116，而非电桥电路。

图4b中LV侧中的PP自耦变压器电路116包括开关Sr1、Sr2以及自耦变压器123。自耦变压器123具有共用一个公共芯的双绕组(第一和第二绕组)。第一绕组连接到第一开关Sr1，第二绕组连接到第二开关Sr2。自耦变压器123的中点连接到LV侧的正极端子。Sr1和Sr2的公共点连接到LV侧的负极端子。此外，变压器105的LV侧的第一端子(例如，第二绕组的第一尾端)连接于自耦变压器123的第一绕组与第一开关Sr1之间。变压器105的LV侧的第二端子(例如，第二绕组的第二尾端)连接于自耦变压器123的第二绕组与第二开关Sr2之间。

在图4c所示的转换器230中，第一电桥电路113实施为HB电路。此外，转换器230在其LV侧包括推挽(Push Pull，PP)电路118。PP电路118包括第一开关Sr1和第二开关Sr2。在图4c中所示实施例中，第一开关Sr1和第二开关Sr2示例性地实施为N沟道Mosfet。变压器电路105实施为在HV侧上包括第一绕组的变压器，其中第一绕组的第一尾端连接到谐振槽电路111的第二端子T2，第二尾端连接到谐振槽电路111的第三端子T3。此外，变压侧在LV侧上包括具有第一尾端、中心抽头以及第二尾端的第二绕组。第一开关Sr1的第一端子(例如，漏极端子)连接到第二绕组的第二尾端。第二开关Sr2的第一端子(例如，漏极端子)连接到第二绕组的第一尾端。第一开关Sr1和第二开关Sr2的第二端子(例如，源极端子)一起连接到第二终端电路103的负极端子。此外，变压器的中心抽头连接到第二终端电路103的正极端子。第二滤波器C_LV连接于第二终端电路103的负极和正极端子之间。

根据本发明的实施例，槽电路111是三电感电容类型，即，电感电容-电感电容-电感电容，在本发明中表示为3LC。图5示出了根据本发明实施例的实施在双向DC-DC转换器300的HV侧107中的这种3LC谐振槽111，这形成转换器100的可能实施形式。该谐振槽电路111的特性是实现反向模式下的适当电压增益的可能性，以及高效能和高功率密度。另一重要效果是可以实现频率变化非常窄的WIWO电压范围。

图5中从左起，HV侧107包括HV侧的第一终端电路101，第一终端电路101连接到第一滤波器117的第一和第二端子，在本示例中，第一滤波器117实施为电容C_HV。第一滤波器117的第一和第二端子依次连接到如上所述的FB电路113的正极端子和负极端子。HV侧的FB电路113的所提及开关S1、S2、S3和S4之后是3LC谐振槽电路111。FB电路连接到谐振槽电路111的连接端子T1和T3。此外，谐振槽电路111通过连接端子T2和T3连接到变压器电路105的LV侧。变压器电路105将当前转换器300的HV侧107和LV侧109磁连接。

在图5所示的示例中，转换器300的LV侧109实施为推挽电路118(包括与具有第二绕组的变压器电路105组合的开关Sr₁、Sr₂，其中第二绕组具有中心抽头(如图4c所示))。因此，转换器300与转换器230的不同之处在于，转换器300中的谐振槽电路111实施为3LC谐振槽。

或者，在LV侧109上使用推挽式自耦变压器电路116的实施方式也是可能的(如图4b所示)。

图8a所示为一种提出的在本发明实施例中使用的3LC谐振槽111配置，包括第一电容C_r1、第一电感L_r1、第二电感L_r2、第二电容C_r2、第三电感L_r3以及第三电容C_r3。第一电容C_r1的第一端子形成3LC谐振槽电路111的第一连接端子T1。第一电容C_r1的第二端子连接到第一电感L_r1的第一端子。第一电感L_r1的第二端子连接到第二电感L_r2的第一端子以及第三电感L_r3的第一端子。第二电感L_r2的第二端子连接到第二电容C_r2的第一端子。第二电容C_r2的第二端子形成谐振槽电路111的第二连接端子T2。第三电感L_r3的第二端子连接到第三电容C_r3的第一端子。第三电容C_r3的第二端子形成谐振槽电路111的第三连接端子T3。如从图8a可以看出，三个电感L_r1、L_r2、L_r3都连接到公共节点C。

换言之，图8a所示的提出的3LC谐振槽配置包括：第一支路，包括彼此串联连接的第一电容C_r1和第一电感L_r1；第二支路，包括第二电感L_r2、第二电容C_r2；第三支路，包括彼此串联连接的第三电容C_r3和第三电感L_r3。第一支路与第二支路串联连接，第三支路连接于第一支路和第二支路的公共节点C与谐振槽电路111的第三端子T3之间。谐振槽电路111的第二端子T2和第三端子T3将连接到变压器电路105的高压侧。当前谐振槽111的不同电容和电感的值取决于特定应用。

该谐振槽111的特征是独特的，因为其使两个方向上的电压增益都增大为大于1，这是在谐振频率下获得的增益。该特征使实现WIWO电压变化成为可能。

如图5所示的3LC双向DC-DC转换器300的正向和反向模式两者的电压增益特性在图6a(正向模式)和6b(反向模式)中示出。y轴表示电压，x轴表示频率。如图6a和6b的曲线图中可见，槽的固有谐振频率在两个方向上相等。并联LC网络(L_r3和C_r3)产生的效应使增益从0骤然变为无穷大。最终值取决于质量因素Q(在图6a和6b中示出了Q＝10、2、0.1)。这带来高增益，但同样重要的是要提到该转换器的特性在两个方向上均与标准LLC谐振槽相同。这保证转换器在正向和反向模式下都将一直在最佳的功率传输点工作。

在图8b中示出了使用谐振槽电路111的使用相同磁芯的第一L_r1和第二L_r2电感的磁集成。这简化了当前转换器的3LC谐振槽电路111的构造，并减少了器件的数量。然而，谐振槽电路111的所有电感可集成在单个磁性器件中。因此，本发明的实施例还涉及电气电路111，电气电路111包括两个或更多电感以及用于连接到其它电气电路的两个或更多连接节点，其中这两个或更多电感在一个公共磁芯中彼此磁连接。当前电气电路111还可在使用两个或更多电感的其它应用中使用。

基于3LC谐振槽111，得到图7a至7c中示出的根据本发明其它实施例的不同转换器拓扑电路(除图5所示的电路之外)。

图7a至7c中的FB、HB和PP电路以与图2、4a、4b所示实施例中的FB、HB和PP电路相同的方式配置。与图2所示的实施方式一样，图7a所示为电桥电路113、115的全桥-全桥实施方式。与图4a所示的实施方式一样，图7b所示为电桥电路113、115的半桥-全桥实施方式。与图4b所示的实施方式一样，图7c所示为电桥电路113和LV侧109的具有自耦变压器的半桥-推挽电路实施方式。

对于高功率应用，优选交织本发明实施例的两个或更多DC-DC转换器，以便获得双向DC-DC转换器系统。

例如，一种可能的配置是具有DC-DC转换器的HV侧107a，107b，……，107n的串联连接以及DC-DC转换器的LV侧109a、109b、109n的并联连接。该配置设置在图9和10的系统中分别示出。单个DC-DC转换器可为根据本发明实施例的任何类型。

系统1000的单独转换器的连接的其它配置是：在HV侧107中并联，在LV侧109中串联；在HV侧107中串联，在LV侧109中串联；以及在HV侧107中并联，在LV侧109中并联。

图9所示为根据本发明实施例的DC-DC转换器系统900，其中系统900中各个DC-DC转换器的谐振槽电路111为如上说明的CLLC类型。详细来说，图9所示为如图2所示的多个转换器200的交织。在该系统900中，转换器的HV侧107a……107n串联连接于系统900的正极HV端子与负极HV端子之间。转换器的LV侧109a……109n并联连接到系统900的正极LV端子和负极LV端子。

图10所示为根据本发明实施例的DC-DC转换器系统1000，其中系统1000中各个转换器的谐振槽电路111为如上说明的3LC类型。详细来说，图10所示为如图5所示的多个转换器300的交织。在该系统1000中，转换器的HV侧107a……107n串联连接于系统1000的正极HV端子与负极HV端子之间。转换器的LV侧109a……109n并联连接到系统1000的正极LV端子和负极LV端子。

尽管图9和10中的示例示出了DC-DC转换器200和300的交织，但其它实施例也包括交织本文档中介绍的其它DC-DC转换器(其形式也为DC-DC转换器100的通用形式)。

最后，应了解，本发明并不局限于上述实施例，而是同时涉及且并入所附独立权利要求书的范围内的所有实施例。