开关模式电源、基站以及操作开关模式电源的方法与流程

本技术领域一般涉及开关模式电源(smps:es)和操作开关模式电源的方法。开关模式电源可被安装在移动通信网络的基站中。

背景技术：

使用具有恒定占空比的固定比转换器中间总线转换器(ibc)引起输出电压取决于输入电压范围而在大范围中变化。这对输入电压范围施加限制，以便避免对由ibc提供的负载转换器的下游点的过电压。通过控制和切换变压比，可减小输出电压范围。

在大多数smps拓扑中，输出电压与输入电压成正比，vo∝ndvi，其中d是占空比，并且如果在smps中使用变压器，则n是变压比。

缺少对输出电压的控制的固定比转换器或中间总线转换器(又称为未调节转换器)以固定的最大化占空比运行。这产生最大化的功率效率，因为除了在切换期间所需的停工时间以外，转换器在几乎100％的时间传递能量。用这种策略，输出电压根据以上公式随输入电压变化。通过称为负载调节器的点的第二层smps来处理电压的窄调节：这种功率体系结构称为中间总线体系结构，见美国专利no.7787261b1。

半调节转换器以降低功率效率的变化的占空比为代价来补偿变化的输入电压(线性调节)。负载影响输出电压，并且输出电压随负载增大而降低，也称为电压降。由于smps的输出端具有lc滤波器，所以负载瞬变引起输出电压振荡，其中只有固有的寄生电阻抑制振荡。

在上文引用的美国专利no.7787261b1中描述的准调节总线转换器只在输入电压范围的一部分中被线性调节，而在输入电压范围的其它部分中，使用100％占空比而不调节转换器。这产生增加的输入电压范围而不增加输出电压范围。

输出调节转换器通过输出电压的反馈来补偿变化的负载条件和输入电压变化。经常采用电压前馈控制以便减少由于输入电压瞬变的输出电压扰动。这种类型的调节以较低效率为代价提供最稳定的输出电压。

技术实现要素：

背景技术中描述的控制策略在输出电压容差、瞬变响应和功率效率方面具有缺点。由于这些特性中的许多特性彼此依赖，所以优化一个特性导致其它特性更差。

一个目的是提供开关模式电源，由此可以减轻或至少缓解以上缺点。

第一方面涉及一种开关模式电源，它包括用于将输入电压转换成输出电压的开关模式转换器和用于控制开关模式转换器的控制器。

开关模式转换器包括：在初级侧上，初级绕组和在初级绕组上连接输入电压的基于可控开关的电路；以及在次级侧上，耦合到初级绕组的次级绕组，以及连接在次级绕组上的电容性元件，其中输出电压作为电容性元件上的电压来获得。初级绕组包括第一绕组部分和至少一个另外的绕组部分；并且基于开关的电路包括可控开关，可控开关能够被切换以便由此控制开关模式转换器的占空比并且能够在第一操作状态(其中输入电压仅连接在第一绕组部分上)与至少第二操作状态(其中输入电压连接在第一和至少一个另外绕组部分上)之间切换，由此实现两个不同变压比之间的切换。

控制器包括：第一控制布置，其连接成监测开关模式转换器的输出电压，并且操作上连接到可控开关以响应于监测的输出电压和参考电压使用pid反馈控制来控制可控开关切换以便由此控制占空比；以及第二控制布置，其连接成监测开关模式转换器的输入电压，并且操作上连接到可控开关以响应于监测的输入电压而控制可控开关在第一操作状态与至少第二操作状态之间切换。

第一和第二控制布置通常可配置成经由包括一个或多个驱动器的驱动器布置来控制可控开关。

在一个实施例中，第二控制布置配置成控制可控开关，以便在监测的输入电压升高至第一阈值电压以上时，从第一操作状态切换到第二操作状态，以及在监测的输入电压降低至第一阈值电压以下时，从第二操作状态切换回第一操作状态。

在备选实施例中，第二控制布置配置成控制可控开关，以便在监测的输入电压升高至第一阈值电压以上时，从第一操作状态切换到第二操作状态，而在监测的输出电压降低至第二阈值电压以下时，从第二操作状态切换回第一操作状态，其中第一阈值电压高于第二阈值电压。

pid反馈控制可包括响应于比例项、积分项和微分项而控制占空比，每项都被提供了定标因子(scalingfactor)，其中第一控制布置可配置成当第二控制布置控制可控开关在第一操作状态与至少第二操作状态之间切换时，同时更改pid反馈控制的积分项的定标因子。

第一控制布置可配置成：当第二控制布置控制可控开关从第一操作状态切换到第二操作状态时，将pid反馈控制的积分项的定标因子更改成第一值；而当第二控制布置控制可控开关从第二操作状态切换回第一操作状态时，将pid反馈控制的积分项的定标因子更改成第二值。

当第二控制布置控制可控开关在第一操作状态与第二操作状态之间切换时，第一值和第二值可以是根据监测的输入电压以及第一和第二操作状态的变压比计算的常数。

备选地，第一控制布置配置成重复地将pid反馈的积分项的定标因子更改成一值，所述值每次根据当前占空比以及所述第一和第二操作状态的变压比计算。

在另外的实施例中，第二控制布置连接成监测开关模式转换器的输出电压。当监测的输入电压在第一阈值电压以下时，第一控制布置配置成响应于监测的输出电压和参考电压使用pid反馈控制来控制可控开关切换以便由此控制占空比，而第二控制布置配置成将开关模式转换器保持在第二第一状态。

当监测的输入电压在第一阈值电压以上但在第二阈值电压(其比第一阈值电压更高)以下时，第二控制布置配置成响应于监测的输出电压而控制可控开关在第一操作状态与第二操作状态之间切换，而第一控制布置配置成保持占空比恒定。

最后，当监测的输入电压在第二阈值电压以上时，第一控制布置配置成响应于监测的输出电压和参考电压使用pid反馈控制来控制可控开关切换以便由此控制占空比，而第二控制布置配置成将开关模式转换器保持在第二操作状态。

通过控制有效初级绕组匝数，可在运行中改变变压比。

初级侧上的基于可控开关的电路可以是全桥、半桥或基于推挽(push-pull)的电路中的任一种。次级侧电路可以是基于单绕组或双中心抽头绕组的电路中的任一种。转换器可被提供有同步和非同步整流电路。

在一个实施例中，可控开关可包括三个分支中的六个开关，其中所述三个分支中的每个分支中两个开关，其中每一个分支可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接到初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接到初级绕组的相对端，而分支中的第三分支的开关之间的点可连接到初级绕组的分离第一绕组部分与至少一个另外绕组部分的点。

在另一实施例中，初级绕组可包括第一绕组部分、第二绕组部分和第三绕组部分，其中基于开关的电路可包括可控开关，所述可控开关能够在第一操作状态(其中输入电压仅连接在第一绕组部分上)、第二操作状态(其中输入电压连接在第一和第二绕组部分上)以及第三操作状态(其中输入电压连接在第一、第二和第三绕组部分上)之间切换，由此实现三个不同变压比之间的切换。

可控开关可包括四个分支中的八个开关，其中所述四个分支中的每个分支中两个开关，其中每一个分支都可与输入电压并联连接，并且分支中的第一分支的开关之间的点可连接到初级绕组的一端，分支中的第二分支的开关之间的点可连接到初级绕组的相对端，分支中的第三分支的开关之间的点可连接到初级绕组的分离第一绕组部分与第二绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关之间的点可连接到初级绕组的分离第二绕组部分与第三绕组部分的点。

分支中的至少一个分支中的两个开关各包括两个mosfet晶体管，它们的漏极和源极连接在一起。

如果控制器配置成控制可控开关以在其中初级绕组连接到输入电压的连接状态与其中输入电压与初级绕组断开的断开状态之间切换，由此控制占空比，控制器可配置成控制可控开关切换，使得每当初级绕组连接到输入电压时，更改通过初级绕组的电流方向。

开关模式转换器可以是dc-dc转换器，例如dc-dc电压下转换器，例如配置成以在10-100v范围内的输入和输出电压操作。

第二方面涉及包括第一方面的开关模式电源的基站。

第三方面涉及一种操作第一方面的开关模式转换器的方法。根据所述方法，监测输出电压，响应于监测的输出电压和参考电压使用pid反馈控制来切换可控开关以便由此控制开关模式转换器的占空比，监测输入电压，并且响应于监测的输出电压而在第一操作状态与至少第二操作状态之间切换可控开关。

第三方面的方法可包括按照上面参考第一方面所公开的控制方案、方法和步骤中的任一个切换开关。

根据下文给出的实施例的详细描述以及附图1-16，另外的特性和优点将显而易见，附图1-16仅作为图示给出。

附图说明

图1用框图来示意性地示出开关模式电源的实施例。

图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源的基站的实施例。

图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例。

图4用图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。

图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器布置的实施例。

图6a-e用相应的图示意性地示出在使用图5的驱动器和控制器布置的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。

图7用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器布置的备选实施例。

图8a-b示意性地示出在图7的控制器布置中使用的控制块和用于预加载占空比的块。

图9a-e用相应的图示意性地示出在使用图7的驱动器和控制器布置的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。

图10用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器布置的另外的备选实施例。

图11示意性地示出在图10的控制器布置中使用的控制块。

图12a-b示意性地示出在图10的控制器布置中使用的用于锁定占空比的两个备选块。

图13a-e用相应的图示意性地示出在使用图10的驱动器和控制器布置的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。

图14用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。

图15用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的另外的备选实施例。

图16是操作转换器(诸如，例如图3的转换器)的方法的实施例的示意性流程图。

具体实施方式

图1示意性地示出开关模式电源11的实施例，开关模式电源11包括用于将输入电压vin转换为输出电压vout的开关模式转换器12、用于驱动转换器12的驱动器15、用于控制驱动器15并且从而控制转换器12的操作的控制器16、以及管家或辅助转换器17，所述管家或辅助转换器17用于将输入电压vin向下转换为适合于控制器16的电压以使得可通过输入电压vin为控制器16供电。

转换器12可以是隔离式dc-dc转换器，它通常将输入电压vin向下转换为合适的输出功率vout。转换器12可通常以10-100v范围中的输入vin和输出vout电压进行操作。

图2示意性地示出包括一个或多个图1的开关模式电源11的基站21的实施例。

图3用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的实施例，其中通过扩展的全桥开关电路来驱动开关式初级绕组变压器。

转换器在初级侧上包括初级绕组x1和在初级绕组x1上连接输入电压vin的基于可控开关的电路31。初级绕组x1包括第一绕组部分或第一绕组匝数np1以及第二绕组部分或第二绕组匝数np2。基于开关的电路31包括能够在第一操作状态和第二操作状态之间切换的可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31，其中在第一操作状态，输入电压vin只连接在第一绕组部分np1上，并且在第二操作状态，输入电压连接在第一np1和第二np2绕组部分上，从而使得能够在由以下给出的两个不同的变压比n1、n2之间切换：

其中ns是次级侧上的绕组匝数。

开关q11、q41、q12、q42、q21、q31布置在三个分支中，其中在所述三个分支的每一个分支中两个开关，其中每一个分支与输入电压vin并联连接，并且分支中的第一分支的开关q11、q41之间的点连接至初级绕组x1的一端，分支中的第二分支的开关q21、q31之间的点连接至初级绕组x1的相对端，并且分支中的第三分支的开关q12、q42之间的点连接至初级绕组x1的分离第一np1和第二np2绕组部分的点。

转换器在次级侧上包括耦合到初级绕组x1的次级绕组x2、连接到次级绕组x2的一端的电感性元件l以及连接在次级绕组x2上的电容性元件c，其中作为电容性元件c上的电压来获得输出电压。次级绕组x2可以是在每个绕组中具有ns绕组匝数的双绕组，并且以习惯的方式提供开关q5和q6用于次级侧切换。

开关模式电源11的控制器16在操作上连接成监测输入电压vin和输出电压vout，并且配置成控制可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31切换以便(i)控制转换器12的占空比，以及(ii)响应于监测的输出电压vout而在第一和第二操作状态之间切换，以便由此减小输出电压变化。

为了获得合适的占空比，控制器16可配置成控制可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31以便在连接状态和断开状态之间切换，其中在连接状态，初级绕组x1连接至输入电压vin，并且在断开状态，输入电压vin从初级绕组x1断开。

开关模式电源11的控制器16可使用模拟或数字电子设备实现。控制器可布置在转换器的初级侧或次级侧上，优选是初级侧。

图4用时序图来示意性地示出图3的转换器的切换模式。示出到相应开关q21、q42、q41、q31、q12、q11、q5和q6的门信号以及有效变压比。

首先，具有开关q41和q11的分支是有效的，产生第一操作状态中的变压比n1，并且此后具有开关q42和q12的分支是有效的，产生第二操作状态中的变压比n2。应注意，第一操作状态中的开关q41和q11以及第二操作状态中的开关q42和q12与开关q21和q31同步，使得在第一和第二操作状态的每个操作状态中，经过初级绕组x1的电流方向交变。如所指示的，以习惯的方式切换次级侧上的开关q5和q6。

与使用全桥切换的固定变压比操作相比较，切换需要用于驱动开关q21、q42、q41、q31、q12、q11的驱动器的额外集合以及用于选择变压比n的控制布置。

图5用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器的实施例，包括用于转换器12的相应分支的驱动器15a-c、用于选择变压比n的控制电路16a、脉冲宽度调制器(pwm)51和pid控制器52。驱动器15a-c可包含在图1的开关模式电源11的驱动器15中，并且控制电路16a、脉冲宽度调制器51和pid控制器52可包含在图1的开关模式电源11的控制器16中。控制电路16a配置成取决于监测的输出电压vout来选择变压比n，并使得能够切换分支q12、q42或分支q11、q41。pid控制器52配置成响应于监测的输出电压vout和参考电压使用pid反馈控制来控制占空比。

在图5的驱动器和控制器布置的第一控制方案中，控制电路16a配置成控制可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31，以便当监测的输入电压vi升高至第一阈值电压vh以上时，从第一操作状态切换到第二操作状态，而当监测的输入电压vi降低至第一阈值电压vh以下时，从第二操作状态切换回第一操作状态。

在图5的驱动器和控制器布置的第二控制方案中，控制电路16a配置成控制可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31，以便当监测的输入电压vin升高至第一阈值电压vh以上时，从第一操作状态切换到第二操作状态，而当监测的输入电压vin降低至第二阈值电压vl以下时，从第二操作状态切换回第一操作状态，第二阈值电压vl低于第一阈值电压vh以获得迟滞控制。

图6a-e用相应的图示意性地示出在使用第二控制方案的仿真操作期间，图3的转换器的输出电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。

仿真由具有三个和四个初级绕组匝(在两个操作状态中)以及一个次级绕组匝(即，变压比分别为3:1和4:1)的转换器组成。在范围[30,60]v中扫描输入电压，将第一阈值电压vh设置成46v，并将第二阈值电压vl设置成45v。使用调节比，朝10.8v的参考电压调节输出电压。输出扼流圈为400nh，并且总电容为1.5mf，这在许多应用中是小电容。

仿真示出三个不同工作区域：

(i)输入电压vin太低而不能将输出电压vout保持在10.8v，并且当输入电压vin升高时，输出电压vout升高。使用较低变压比3:1。参考电压跟随输入电压，即，使用调节的比。

(ii)输入电压vin在范围35-46v内，并且pid控制器52正以10.8v的恒定参考电压进行操作，仍使用3:1的较低变压比。

(iii)输入电压vin在范围45-60vin内，并且pid控制器52仍以10.8v的恒定参考电压工作，但变压比现在改变为4:1。

仿真示出在变压比的切换期间的瞬变，其中输出电压瞬变大约+/-0.7v。而电流瞬变达到在扼流圈中的额定电流波纹以上的160a峰值。

pid反馈控制包括响应于比例项、积分项和微分项而控制占空比，其中每项都被提供了定标因子。

为了使瞬变最小化，占空比的定标可通过定标pid反馈控制的积分项(其包含在稳定期间对应于占空比的值)来执行。由于次级侧绕组匝数恒定，因此仅初级侧绕组匝数足以包含在公式中。即，在切换变压比时，获得如下公式：

其中dnew是切换之后要使用的新占空比，dold是切换之前的占空比，primarynew是切换之后在初级侧的绕组匝数，并且primaryold是切换之前在初级侧的绕组匝数。

因此，仅两个组合是可能的：

其中dlow是在初级侧上从较高绕组匝数切换到较低绕组匝数之后要使用的新占空比，primarylow是较低绕组匝数，而primaryhigh是较高绕组匝数。dhigh是在初级侧上从较低绕组匝数切换到较高绕组匝数之后要使用的新占空比。

为了避免计算，常数klow和khigh可预先计算并存储在存储器中，其中常数是：

取决于是从较高绕组匝数向较低绕组匝数还是从较低绕组匝数向较高绕组匝数进行切换，当变压比改变时需要的实时计算是以下公式之一。

dlow＝klowdold

dhigh＝khighdold。

图7用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器布置的实施例，以便实现以上方法。控制电路16a从pid控制器52读取旧占空比duty_old，根据以上公式之一计算新占空比duty_new，并在每次切换操作状态时，将它加载到pid控制器52中。pid控制器42在pid反馈控制的积分项中使用加载的占空比duty_new。

图8a-b示意性地示出在图7的控制器布置中使用的控制块和用于预加载占空比的块的示例。

迟滞块确定应该使用哪个变压比，并生成到驱动器15b和15c的对应启用信号。启用信号中的任何改变通过δ块δ检测，并且计算块f(duty)实现以上公式之一。取决于实现哪个功能，在计算块内部可使用改变变压比的方向。图8b示出标准pid实现，其中多路复用器σ实现将新占空比duty_new加载到寄存器t中，这实现一个样本延迟。在pid控制器52的传送函数中，系数a1、…a3设置0。

已经执行了其中定标占空比同时切换变压比的这个策略的仿真。否则，以与上面报告的仿真相同的设置进行仿真。转换器具有三个和四个初级绕组匝以及一个次级绕组匝，即，变压比分别为3:1和4:1。在范围[30,60]v中扫描输入电压，将第一阈值电压vh设置成46v，并将第二阈值电压vl设置成45v。使用调节比，朝10.8v的参考电压调节输出电压。输出扼流圈为400nh，并且总电容为1.5mf，这在许多应用中是小电容。

图9a-e用相应的图示意性地示出仿真的输入电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。输出电压瞬变从0.7v向下降至0.15v，并且电流瞬变在自然电流波纹上从160a向下降至10a。

另一个甚至更简单的备选是使用两个预先计算的dhigh和dlow占空比值，使用根据阈值电压vh、vl和变压比计算的常数，作为初级绕组匝数plow和phigh给出。

当变压比应该从3个初级侧绕组匝切换到4个时，应该加载如下额定占空比：

当变压比应该从4个初级侧绕组匝切换到3个时，应该加载如下占空比：

图10用框图来示意性地示出图3的转换器的驱动器和控制器布置的另外的备选实施例。图11示意性地示出在图10的控制器布置中使用的控制块的示例，并且图12a-b示意性地示出在图10的控制器布置中使用的用于锁定占空比的块的两个备选示例。

图13a-e用相应的图示意性地示出在使用图10的驱动器和控制器布置的仿真操作期间，图3的转换器的输入电压、变压比、输出电压、占空比和扼流圈电流。用除了如下差之外的先前设置来进行仿真。

在此控制方法中，pid反馈控制与输出电压迟滞组合用于变压比的切换。

可标识三个不同操作区域。

(i)输入电压vin在第一阈值电压以下。在此区域中，输入电压vin太低而不能保持10.8v的输出电压vout。使用3:1的较低变压比，并且参考电压跟随输入电压vin，即，采用调节的比。此区域备选地可被检测为vout小于输出阈值电压或参考电压，例如10.8v。

(ii)输入电压vin在范围35-45v内，并且使用输出电压迟滞来选择变压比，即，初级侧绕组匝数。占空比被锁定为恒定值，例如0.95的额定值dnom。占空比的锁定由如图10所示的控制电路16a进行。

(iii)输入电压vin在45v以上，即在范围45-60v内，pid控制器52现在以10.8v的恒定参考电压操作，并且使用4:1的变压比。

参考图11，迟滞块决定控制器16应该在哪个操作区域中操作，即，何时应该锁定占空比。在35-45v的输入电压，切换比输出电压迟滞或等级(与参考电压的比较)正在控制输出电压，同时锁定pid的积分值。在较高输入电压(在45v以上)，变压比固定在较高初级侧匝数，并且占空比被释放，并且pid控制器52以正常方式控制输出电压。

参考图12a-b，当锁定/解锁占空比时，可用具有类似性能的至少两种不同方式锁定pid占空比。在图12a中，通过使用多路复用器σ将输出反馈回输入来获得占空比的锁定。在图12b中，借助于多路复用器σ或乘法器将误差归零到pid控制器中。

图14用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例，其中分支中的至少一个分支中的两个开关各包括两个mosfet晶体管，它们的漏极和源极连接在一起。

当将具有开关元件的初级侧开关实现为嵌入式体二极管(例如mosfet)时，这些体二极管有时变成正向偏置，这终止了它们的功能性。一个解决方案是使用串联连接的两个mosfetq11、142、q41、141，其中漏极或源极耦合在一起，如图14所示。在转换器的初级侧的外部分支中仅需要串联耦合的解决方案。串联连接的mosfetq11、142、q41、141的次序不重要，因此，四个不同组合是可能的。可用多种方式选择到mosfet141、142的信号ctrl。在一个版本中，到mosfet141的ctrl信号与到mosfetq41的信号相同，而到mosfet142的ctrl信号与到mosfetq11的信号相同。

图15用电路图来示意性地示出可在图1的开关模式电源中使用的转换器的备选实施例。

初级绕组x1包括第一绕组部分np1、第二绕组部分np2和第三绕组部分np3，并且基于开关的电路101包括能够在第一操作状态、第二操作状态和第三操作状态之间切换的可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31、q22、q32，其中在第一操作状态，输入电压vin只连接在第一绕组部分np1上，在第二操作状态，输入电压vin只连接在第一np1和第二np2绕组部分上，并且在第三操作状态，输入电压vin连接在第一np1、第二np2和第三np3绕组部分上，从而使得能够在三种不同的变压比之间切换。

可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31、q22、q32布置在四个分支中，其中所述四个分支的每一个分支中两个开关，其中每一个分支与输入电压vin并联连接，并且分支中的第一分支的开关q11、q41之间的点连接至初级绕组x1的一端，分支中的第二分支的开关q21、q31之间的点连接至初级绕组x1的相对端，分支中的第三分支的开关q12、q42之间的点连接至初级绕组x1的分离第一np1和第二np2绕组部分的点，并且分支中的第四分支的开关q22、q32之间的点连接至初级绕组x1的分离第二np2和第三np3绕组部分的点。

应进一步认识到，除了上文所公开的具有同步整流的全桥中心抽头的次级侧变压器以外，响应于输出电压来接通和断开初级绕组部分的概念还可适用于各种各样的smps拓扑。这样的拓扑包括但不限于：初级侧上的半桥和基于推挽的电路，以及次级侧上的单绕组和二极管整流电路。该概念可在初级侧电路、次级侧电路和整流的类型的任何组合中使用。

控制可使用模拟或数字电子设备或其组合来实现。

信号处理可在专用硬件中、在软件(其例如在微控制器上运行)中或在它们的混合中实现。

图16是操作转换器(诸如，例如图3的转换器)的方法的实施例的示意性流程图。根据该方法，在步骤121中监测输出电压vout，并在步骤122中切换可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31，由此响应于监测的输出电压vout和参考电压使用pid反馈控制而控制占空比，在步骤123中监测输入电压vin，并在步骤124中，响应于监测的输出电压vout而在第一与至少第二操作状态之间切换可控开关q11、q41、q12、q42、q21、q31。也就是说，使用pid反馈控制来微调输出电压vout，并且使用在操作状态之间的切换以便能够获得更广电压范围上的恒定输出电压vout。

图16的实施例可被修改成包括按照上面所公开的任何控制方案、方法和/或步骤来切换开关。

本领域技术人员将认识到，本文公开的实施例只是示例实施例，并且任何细节和措施仅仅作为示例给出。