一种电动机控制系统的电机驱动器的制作方法

本发明涉及电动机控制领域，尤其涉及一种可作为电动机控制系统的电机驱动器。

背景技术：

直流电动机以其优良的转矩特性在运动控制领域得到了广泛的应用，但普通的直流电动机由于采用电刷式机械换相，可靠性差，需要经常维护；换相时产生电磁干扰，噪声大，影响了直流电动机在控制系统中的进一步应用。

为了克服机械换相带来的缺点，以电子换相取代机械换相的无刷电动机应运而生。之后，国际上对无刷直流电动机进行了深入的研究，先后研制成方波无刷电动机和正弦波直流无刷电动机。20多年以来，随着永磁新材料、微电子技术、自动控制技术以及电力电子技术特别是大功率开关器件的发展，无刷电动机得到了长足的发展。无刷直流电动机已经不是专指具有电子换相的直流电动机，而是泛指具备有刷直流电动机外部特性的电子换相电动机。无刷直流电动机不仅保持了传统直流电动机良好的动、静态调速特性，且结构简单、运行可靠、易于控制。其应用从最初的军事工业，向航空航天、医疗、信息、家电以及工业自动化领域迅速发展。

无刷直流电动机一般由电子换相电路、转子位置检测电路和电动机本体三部分组成，电子换相电路一般由控制部分和驱动部分组成，而对转子位置的检测一般用位置传感器来完成。工作时，控制器根据位置传感器测得的电动机转子位置有序的触发驱动电路中的各个功率管，进行有序换流，以驱动直流电动 机。

用位置传感器作为转子的位置检测装置是最直接有效的方法。但是由于位置传感器的存在，增加了无刷直流电动机的重量和结构尺寸，不利于电动机的小型化；旋转时传感器难免有磨损，且不易维护；同时，传感器的安装精度和灵敏度直接影响电动机的运行性能；另一方面，由于传输线太多，容易引入干扰信号；由于是硬件采集信号，更降低了系统的可靠性。为适应无刷电动机的进一步发展，无位置传感器无刷直流电动机应运而生，它一般利用电枢绕组的感应反电动势来间接获得转子磁极位置，与直接检测法相比，省去了位置传感器，简化了电动机本体结构，取得了良好的效果，并得到了广泛的应用。而近些年，随着电子技术、控制技术的发展，位置检测可以通过芯片配合适当的算法来实现。但现有的用于无位置传感器无刷直流电动机的控制系统普便存在电路不完善，硬件电路复杂，没有相应的电压、电流保护电路及成本相对较高等缺点。

技术实现要素：

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明提供一种电机驱动器，其目的是解决现有的无位置传感器的电机驱动器硬件电路复杂、成本高，没有相应的电压、电流保护电路等方面存在的问题。

本发明实施方式是通过以下技术方案实现的：

本发明实施方式提供一种电机驱动器，包括：DSP控制器、功率驱动电路、三相全桥逆变电路、反电动势检测电路、电流检测电路和保护电路；

所述DSP控制器，其脉冲宽度调制PWM信号输出端经功率驱动电路与驱动电动机的三相全桥逆变电路连接，用于输出正确的PWM控制方波，经功率驱动电路控制三相全桥逆变电路的通断，实现对电动机的正确馈电，控制电动机运行；

所述反电动势检测电路，经模拟/数字转换器ADC与所述DSP控制器，用于 根据模拟/数字转换器ADC转换所测量得到的端电压信号来得到反电动势过零点，进而确定换相点，通过所述DSP控制器控制输出正确的PWM控制方波；

所述电流检测电路，通过模拟/数字转换器ADC与所述DSP控制器连接，其反馈端与所述三相全桥逆变电路输出端连接，用于对三相全桥逆变电路反馈的电流信号进行检测，并经模拟/数字转换器ADC转换后传送至所述DSP控制器用于确定是否过流；

所述保护电路，与所述DSP控制器的控制端连接，用于根据所述DSP控制器控制端提供的电流与电压的变化，对所述DSP控制器进行过流、过压保护。

所述的DSP控制器采用TMS320LF240x系列芯片。

所述的DSP控制器采用TMS320LF240芯片。

所述的电流检测电路由接在三相全桥逆变电路的逆变桥下端与功率驱动电路的功率板地线之间的分流电阻和放大电路组成。

所述的反电动势检测电路是由两个电阻和一个起滤波作用的电容组成的端电压分压电路。

所述的功率驱动电路由三片IR21101连接组成。

所述电机驱动器还包括：接口电路，用于连接外部设备，具体包括键盘和显示电路以及内存扩展电路。

所述的保护电路为过流保护电路和过压保护电路。

所述三相全桥逆变电路由六片功率MOSFET管两两串联后再并联的方式构成；其中功率MOSFET管采用IRFP250/200v/30A或IRFP054/60V/70A。

通过本发明技术方案的实施，很好的解决了现有的无位置传感器的无刷直流电动机控制系统成本高、硬件电路复杂，没有相应的电压、电流保护电路等方面存在的问题；本发明电机驱动器通过DSP控制器、电流检测电路、反电动势检测电路、保护电路和三相全桥逆变电路各部分的配合，采用两两导通，三相六状态的PWM调制方式，由反电动势检测电路经模拟/数字转换器ADC所测量 得到的端电压信号经DSP控制处理后得到反电动势过零点，进而得到换相点，按照换相规律，控制输出正确的PWM控制方波，经功率驱动电路控制相应三相全桥逆变电路通断，实现对电动机的正确馈电，控制电动机正常运行。在电流检测电路经ADC转换所反馈的电流信号的基础上，可以控制实时调节定子绕组的电流并判断是否实施过流保护。这样，整个控制系统可准确的实现对无刷直流电动机的闭环控制。具有整体电路结构简单，成本低，便于维护，控制方式灵活，控制效果好的优点。

附图说明

图1为本发明电路原理图；

图2为本发明控制系统各电路模块连接示意图；

图3为本发明功率驱动电路图；

图4为本发明三相全桥逆变电路图；

图5为本发明反电动势检测电路图；

图6为本发明控制系统控制策略示意图；

图7为本发明控制系统软件流程图；

图8为本发明采用的数字PID控制器结构图。

具体实施方式

本发明实施方式提供了一种电机驱动器，是基于DSP(数字信号处理器)的无位置传感器无刷直流电动机驱动器，可作为驱动电动机的控制系统，具有控制电路简单、控制方式灵活及可以对电压、电流保护的特点。

下面结合附图对本发明具体实施方式作地一步说明：

实施例

本实施例提供一种电机驱动器，可以作为无位置传感器无刷直流电动机控 制系统，该驱动器是基于数字信息处理器DSP的控制系统，如图1所示，该控制系统具体包括：DSP控制器、功率驱动电路、电流检测电路、反电动势检测电路、接口电路、保护电路、三相全桥逆变电路；其中DSP控制器的PWM信号输出端口经功率驱动电路与三相全桥逆变电路连接；DSP控制器分别经模拟/数字转换器ADC与电流检测电路和反电动势检测电路连接；接口电路与保护电路相应连接到DSP控制器的控制端；其中三相全桥逆变电路连接到电动机的输出端通过反馈线路与电流检测电路连接；上述的反电动势检测电路经模拟/数字转换器ADC所测量得到的端电压信号经DSP控制器内存储的程序计算得到反电动势过零点，进而计算得到换相点，按照换相规律，由DSP控制器内存储的程序控制输出正确的PWM控制方波，经功率驱动电路控制三相全桥逆变电路的相应功率开关管的通断，实现对电动机的正确馈电，控制电动机正常运行。

实际中，DSP控制器可以采用TMS320LF240x系列芯片，是TMS320C2000平台下的一种定点DSP芯片。该240x系列DSP芯片具有低成本、低消耗、高性能的处理能力，对电动机的数字化控制作用非常突出，并且这种微处理机将控制电机必需的功能做在芯片中，像模拟/数字转换器(Analog-to-digitalconverter，ADC)、脉冲宽度调制(Pulse Wide Modulator，PWM)等，而且体积越来越小，节省了使用它的设备的空间。

图2所示的是本发明基于TMS320LF240x的无刷直流电动机控制系统原理图，它采用TMS320LF240作为DSP控制器，处理采集到的数据和发送控制命令。TMS320LF240控制器首先通过三个I/O端口捕捉直流电动机上的霍尔元件H1、H2、H3的高速脉冲信号，检测转子的转动位置，并根据转子的位置发出相应的控制字来改变PWM信号的当前值，从而改变地直流电动机驱动电路(全桥控制电路MOSFET)中功率管的导通顺序，实现对电动机转速和转动方向的控制。电动机的码盘信号A、B通过DSP控制器的CAP1、CAP2端口进行捕捉。捕捉到的数据存放到寄存器中，通过比较捕捉到的A、B两相脉冲值可以确定当前电动 机的正反转状态以及转速。在系统的运行过程中，驱动保护电路会检测当前系统的运行状态。如果系统中出现过流或者欠压情况，PWM信号驱动器IR2130会启动内部保护电路，锁住后继PWM信号的输出，同时通过FAULT引脚拉低DSP控制器的PDPINT引脚电压，启动DSP控制器的电源驱动保护。这时所有的EV模块输出引脚将被硬件置为高阻态，实现对控制系统的保护。该系统中设计的保护电路主要用于保护DSP控制器和电动机的驱动电路。

实际使用中DSP控制器可以采用TMS320LF2407芯片及其外围电路、反电势过零检测电路、速度给定和显示电路等构成。TMS320LF2407A芯片是美国TI公司推出的针对电动机数字化控制的DSP芯片，与此前的普通24x芯片相比，机器周期更短，外围部件的集成度更高，片内存储器更大，模数转换速度更快，更适合对快速性和精度要求较高的场合作为电动机控制器使用。

图1中的功率驱动电路由三片IR2110组成(见图3)；三相全桥逆变电路由六片功率MOSFET管IRFP250(200V、30A)或IRFP054(60V、70A)采用两两串联后再并联的方式组成(见图4)；电流检测电路由接在三相全桥逆变电路的逆变桥下端与功率驱动电路的功率板地线之间的分流电阻和放大电路组成；反电动势检测电路(见图5)实际上是由两个电阻和一个电容组成的端电压分压电路，电容起滤波作用。接口电路主要是指键盘和显示电路以及内存扩展电路(如果系统内存不够而需要扩展内存的话)，保护电路主要包括过压过流等保护电路。

上述的DSP控制器芯片TMS320LF2407A可产生6路PWM波，通过光电隔离作用于PS21255控制输入端T1～T6，在IPM的输出端U，V，W输出三相相差120°的PWM波来驱动方波直流电动机(BLDCM)，通过改变各相输出电压的平均值，实现电动机的变频调速。由于IPM具有过热、过(欠)压、过流和过热探测及保护电路，当任何一种故障发生时，将会封锁内部的6只IGBT，同时送出故障信号FO给TMS320LF2407A的PDPINTA端，向TMS320LF2407A请求中断，TMS320LF2407A将立即停止PWM波的输出。逆变器的三相输出端相对于直流侧负 极电压(以下简称端电压)，经反电势过零检测电路送入DSP控制器的3路捕获口，通过检测捕获口的状态确定6只IGBT的导通时刻。

上述电机驱动器中的逆变器控制方法采用PWM技术，它能方便地实现调压，使转矩脉动变小，调速范围变宽。利用TMS320LF2407A的事件管理器模块(EV)可实现对三相全桥逆变电路的PWM控制。EVA的定时器1有3个与之相关的比较单元，每个比较单元都可单独设置成PWM模式，在周期寄存器T1PR值一定的情况下，通过改变比较寄存器的值就能改变输出PWM信号脉冲宽度，从而控制逆变器三相输出电压的平均值，实现方波直流电动机(BLDCM)调速。

上述电机驱动器采用两两导通，三相六状态的PWM调制方式，由反电动势检测电路经ADC转换所测量得到的端电压信号经程序计算得到反电动势过零点，进而计算得到换相点，按照换相规律，由程序控制输出正确的PWM控制方波，经驱动电路控制相应功率开关管的通断，实现对电动机的正确馈电，控制电动机正常运行。在电流检测电路经ADC转换所反馈的电流信号的基础上，由程序控制实时调节定子绕组的电流并判断是否实施过流保护。这样，整个数字控制系统在软、硬件的协同配合下实现对无刷直流电动机的闭环控制。

本发明实施例的电机驱动器是基于DSP的无位置传感器无刷直流电动机控制系统，其控制方式可以采用软件的方式实现，具体如下：

(1)控制策略：无刷直流电动机的控制与直流电动机的控制策略相同，也是一个包括速度调节环和一个电流调节环的双闭环调速系统，如图6所示。

首先利用采集的三相电压和电流信号通过执行程序来确定转子的位置，计算得到电动机的当前速度；然后与速度参考值进行比较，得到速度误差信号，经过速度调节器后，得到相应的电流参考信号，该电流参考信号与实际电动机相电流信号进行比较，误差经电流调节器调节后，产生适当的PWM信号，施加到电动机的功率电子开关电路上，通过控制功率管的开通关断顺序和时间，从而实现对直流无刷电动机转速和输出转矩的控制。

(2)系统软件流程图：由上述控制策略可得系统软件流程图如图7所示。

(3)控制系统软化策略研究：

①软件开环换相启动策略及实现：

本发明控制系统转子位置信号的获取是基于反电动势过零检测算法实现的。当反电动势检测电路经ADC转换反馈回三相端电压信号后，程序对未导通相的反电动势进行计算，判断其符号是否改变，以确定反电动势的过零时刻，检测到过零点后，从过零点延时合适的电角度即得到换相点，此时程序控制电动机换相，实现无位置传感器无刷直流电动机的正确换相。

无刷直流电动机起动时，先由程序控制给电动机的任意两相定子绕组通电而另一相关断，则定子合成磁势轴线在空间有一确定方向，把转子磁极拖到与其重合的位置，经过一段时间即可确定转子的初始位置。然后按照电动机预定转向的换相顺序由程序控制给相应绕组馈电，使电动机起动，期间程序不进行反电动势的过零检测，换相不受反电动势检测信号的控制，换相时间间隔由软件延时控制，且该时间间隔不变，程序控制PWM波占空比逐渐增大以提高电压，采取恒频升压的起动方式。开环换相过程持续一个换相周期后，电动机已具有一定的转速，反电动势达到一定大小，可以测量得到，此时程序跳出开环换相过程，进入由反电动势检测信号控制电动机换相的自控式运行状态，完成电动机的起动过程。

②闭环自控状态换相的软化策略及实现：

首先指出：反电动势的过零点并不是换相点，而是要从过零点延时适当的电角度才是换相点。而延时可以采用硬件或软件的方式实现，但使用硬件延时电路的方案会增加系统控制电路的复杂性，而且电路本身会带来相移误差，增加了相移修正问题的难度，另外硬件电路的灵活性也较差，一旦电路固定了则难于改动以适应实际环境变化所带来的相移变化。因此，实际中，可以采用由软件程序计算的方式来实现相角延时以得到换相点。

具体计算换相点为：在本发明控制程序中设置一个存储变量(例如EPE2R10D)以记录电动机运行一个电周期所需用的时间，由于一个电周期对应360°电角度，根据确定的延时电角度(例如18°)，即可由程序计算求得延时电角度所对应的延时时间，并在程序中设置一存储变量(例如SH IFTTIME)来存放该延时时间，则SH IFTTIME＝EPER IOD/20。应该指出电动机当前运行的换相延时时间是根据前一个电周期计算得到的，因为电动机处于当前运行时不可能得到当前运行的电周期。但是这样处理的前提是，与系统动态性能相比相临两个电周期所对应的电动机速度变化不能太大。而这个前提假设与实际运行情况通常是相符的，通常情况下电动机的加速或减速过程是比较平滑稳定的，所以电动机的速度变化不会太剧烈，尤其是当电动机处于稳定匀速运行状态时相临电周期已经是相等的了。当系统控制程序检测到反电动势的过零点后，由程序控制从过零时刻起延时计算所得到的延时时间，当延时时间到后，即得到换相点，此时启动换相程序控制电动机正确换相。

在采用上述换相点的控制方式时，也自然提高了整个无刷直流电动机系统的鲁棒性。假设处于稳定运行的无刷直流电动机由于受到外界的随机干扰而使速度下降时，则电动机当前运行的前一电周期就要比当前运行电周期小，或者说计算得到的换相延时时间要比实际换相延时时间短，使得换相点提前，换相电周期减小。事实上无刷直流电动机本身是一台同步电动机，由同步电动机的运行原理可知，由于换相电周期的减小相当于定子旋转磁场转速增加，从而使无刷直流电动机的转速上升，这样受到干扰而导致速度下降的电动机又可以恢复到稳定运行状态。当随机干扰使无刷直流电动机速度上升时，换相点滞后，换相电周期增加，电动机转速下降，同样可以恢复到稳定运行状态，这样就起到了自然的鲁棒控制效果，同时也体现了“硬件软化”设计方案的优点。

③换相时软件滤波的实现：

在换相瞬间，电流的突变会产生电抗电势(包括自感电势L di/dt和互感电 势M di/dt)，使得反电动势由于电抗电势的叠加而出现尖峰脉冲，当与反电动势相比反向的尖峰电压幅值较大时，采用上述通过反电动势符号改变来检测过零点的算法，则有可能计算得到多余的过零点而影响换相逻辑，因此必须采取适当措施消除这种干扰。采用电势滤波与整形电路以及逻辑封锁电路，当然可消除干扰，但这样就增加了硬件电路的复杂性，且滤波电路会带来相移而影响换相逻辑。为此，本发明采用软件滤波的方法消除上述干扰。当换相事件发生时，程序控制从换相时刻起的一段时间内不计算反电动势值，也就是在干扰期间跳过反电动势过零检测程序段，以避开干扰影响。由于干扰持续的时间很短，因此放弃检测的这段时间也不宜过长，视具体系统而定，可以参考被控电动机最小反电动势周期值(可由电动机的最高转速通过简单的计算得到该最小周期值)。本发明实施时所研究的实验电动机为三对磁极电动机，最高转速为2000rpm，则对应最小反电动势周期为10ms，当放弃检测时间选在200～500ns之间时，实施时证明采用上述软件滤波算法可以很好地消除换相瞬间的电抗电势干扰。

④速度调节策略及实现：

在速度调节子程序中，第一项任务就是根据电动机旋转一周的机械周期T，从而求得电动机转速，即电动机的反馈转速；然后就是要完成速度调节的主要任务。本发明采取比较简单易行的模糊分段速度调节策略。定义误差转速为期望转速与反馈转速之差，将误差转速进行适当的分段，每次调用速度调节子程序时都计算误差转速，判断它落在哪个分段内，再调用相应的程序段进行速度调节。要注意分段的数目要选取合适，分段多了不仅会使软件程序趋于复杂，且增加了程序的计算量，影响系统的实时性，而且分段太细可能会造成在调速过程中出现对干扰过于灵敏的现象，导致调速过程中的调节振荡而影响系统的快速性；分段少了则会影响速度调节的平滑性，所以分段数目的选取应该折中考虑。

⑤控制算法

算法可实现对电动机的实时准确控制。因此，应用合理、先进的算法，不仅可以提高系统的性能，还可以减少电路中的元器件数目，降低成本。在三相电动机控制的算法中，常用的有正弦PWM算法、空间矢量PWM算法、PID控制算法、PFC(功率因数校正)算法、模糊逻辑算法、自适应控制算法等。

本发明实施例中采用的240xDSP是TI公司为满足复杂电动机数字控制要求而设计的一种新型、廉价、高效、低功耗的DSP芯片，它具有运算速度快、存储空间大、低功耗和12路PWM等特点，对高精度控制，DSP能满足控制算法要求的运算速度，实现高实时性能，保证控制精度，特别适合于无刷电动机的复杂控制。本发明控制系统可根据需要采用上述的一种或多种算法相结合，以达到控制要求。

本发明主要采用PID控制算法：

PID控制即采用比例积分微分控制，其输出是输入的比例、积分和微分的函数。PID调节器控制结构简单，参数容易整定，不必求出被控对象的数学模型，因此PID调节器得到了广泛的应用。

一般P.I.D控制如下：

(dutycycle)＝(dutycycle)p+(dutycycle)i+(dutycycle)d

其中dutycycle表示占空比；

P.控制(比例控制)：输出与输入误差讯号成正比关系，即将误差固定比例修正，但系统会有稳态误差。

I.控制(积分控制)：当系统进入稳态有稳态误差时，将误差取时间的积分，即便误差很小也能随时间增加而加大，使稳态误差减小直到为零。

D.控制(微分控制)：当系统在克服误差时，其变化总是落后于误差变化，表示系统存在较大惯性组件或(且)有滞后组件。微分即是预测误差变化的趋势以便提前作用避免被控量严重冲过头。

为了使这种经典的控制方法适应于更复杂的控制环境，并提高它的精度和自适应性，并用计算机技术实现，出现了许多新的数字PID控制方法。例如自适应PID控制、智能PID控制等，把现代控制理论、模糊控制理论和神经网络理论应用于该控制系统，根据控制效果不断对控制器参数进行校正，使其控制效果达到最佳。

本发明实施例采用数字PID控制器，采用的数字PID控制器结构如图8所示，该数字PID控制器的最大优点之一就是系统参数KP、KI、KD的可变性，从而保证了最佳控制理论的应用，也就提高了系统的最优性和灵活性。

具体采用的PID算法的数字实现如下：

离散形式的PID表达式为：

其中：KP，KI，KD分别为调节器的比例、积分和微分系数；E(k)，E(k-1)分别为第k次和k-1次时的期望偏差值；P(k)为第k次时调节器的输出。比例环节的作用是对信号的偏差瞬间做出反应，KP越大，控制作用越强，但过大的KP会导致系统振荡，破坏系统的稳定性。积分环节的作用虽然可以消除静态误差，但也会降低系统的响应速度，增加系统的超调量，甚至使系统出现等幅振荡，减小KI可以降低系统的超调量，但会减慢系统的响应过程。微分环节的作用是阻止偏差的变化，有助于减小超调量，克服振荡，使系统趋于稳定。

经典PID算法的积分饱和现象：

当电动机转速的设定值突然改变，或电动机的转速发生突变时，会引起偏差的阶跃，使|E(k)|增大，PID的输出P(k)将急剧增加或减小，以至于超过控制量的上下限Pmax，此时的实际控制量只能限制在Pmax，电动机的转速M(k)虽然不断上升，但由于控制量受到限制，其增长的速度减慢，偏差E(k)将比正常情况下持续更长的时间保持在较大的偏差值，从而使得PID算式中的积分项不断地得到累积。当电动机转速超过设定值后，开始出现负的偏差，但 由于积分项已有相当大的累积值，还要经过相当一段时间后控制量才能脱离饱和区，这就是正向积分饱和，反向积分饱和与此类似。解决的办法：一是缩短PID的采样周期，整定合适的PID参数；二是对PID算法进行改进，可以采用非线性变速积分PID算法。

非线性变速积分的PID算法：

变速积分用比例作用消除了大偏差，用积分作用消除小偏差，大部分情况下可基本消除积分饱和现象，同时大大减小了超调量，容易使系统稳定，改善了调节品质，但对于在大范围突然变化时产生的积分饱和现象仍不能很好地消除，这时可采用非线性变速积分的PID算法。

非线性变速积分的PID算法的基本思想是将PID调节器输出限定在有效的范围内，避免P(k)超出执行机构动作范围而产生饱和。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明实施例揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。