电能转换系统的制作方法

本发明涉及一种电源转换系统，特别是一种可依据电子装置的操作状态改变输出电力的电源转换系统。

背景技术：

传统使用二极管或萧特基二极管(Schottky)的整流电路因二极管、萧特基二极管的顺向导通电压大，使得整流电路的损耗成为电源转换器的主要损耗。金属氧化物半导体场效应晶体管具有导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低电压大电流的电源转换器首选的整流元件，根据金属氧化物半导体场效应晶体管的控制特点，因而有同步整流的技术产生。

传统的具备多组输出的电源转换器包含多组同步整流单元，当电子装置启动时，所述的多组同步整流单元同时启动，并输出电力至电子装置。而当电子装置关闭时，多组同步整流单元同时关闭，而停止输出电力至电子装置。前述的同步整流单元的控制方式虽然具备简易控制的特点，然不论电子装置是操作在轻载或非轻载状态，电源转换器输出的电力皆为定值，这使得电源转换器于电子装置轻载操作时的损耗提高。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种电源转换系统，可以依据电子装置的操作状态改变输出电力。

为了实现上述目的，本发明提供了一种电能转换系统，用以提供一电子装置于不同操作状态下的多个需求电力，其中，该电能转换系统包含：

一隔离变压器，包含一初级绕组及多个次级绕组，该多个次级绕组与该初级绕组间具有至少一耦合距离，该隔离变压器的一漏感随着该耦合距离增加而增加；

一谐振模块，电连接于该初级绕组；

一切换模块，电连接于该谐振模块；以及

一输出控制装置，包含一控制器及多个输出控制模块，该控制器电连接于该多个输出控制模块，每一输出控制模块电连接于其中的一次级绕组，

其中，该控制器依据该电子装置的操作状态驱使该输出控制装置的至少一输出控制模块输出对应其中之一需求电力中的一操作电力。

上述的电能转换系统，其中，各该输出控制模块包含一同步整流单元，该控制器电连接于该多个同步整流单元，每一次级绕组至少连接于其中的一同步整流单元，该控制器依据该电子装置的操作状态驱使至少一同步整流单元进行同步整流并输出对应其中之一需求电力中的一操作电力。

上述的电能转换系统，其中，各该输出控制模块包含一同步整流单元及一输出开关，每一输出开关分别电连接于其中的一同步整流单元，该控制器依据该电子装置的操作状态驱使该输出控制装置中的至少一输出开关导通并输出对应其中之一需求电力中的一操作电力。

上述的电能转换系统，其中，该多个次级绕组分别排列于该初级绕组的两侧，该控制器使电连接于该初级绕组两侧具有相同的该耦合距离的该多个次级绕组的该多个同步整流单元交错进行同步整流。

上述的电能转换系统，其中，该控制器驱使该隔离变压器产生相近漏感的该多个同步整流单元交错进行同步整流。

上述的电能转换系统，其中，该隔离变压器还包含：

一绕线架，该多个次级绕组等间隔设于该绕线架上，该初级绕组缠绕于该绕线架上，并位于各该次级绕组的一侧，使该多个初级绕组与该多个次级绕组呈交错排列；以及

一磁芯，套设于该绕线架。

上述的电能转换系统，其中，该控制器使该多个同步整流单元按次序进行同步整流，并使进行同步整流的该多个同步整流单元与该绕线架的一中心轴间的间距逐步收敛。

上述的电能转换系统，其中，该多个次级绕组与该初级绕组间的耦合距离皆相异。

上述的电能转换系统，其中，当该隔离变压器的该漏感逐渐增加，该电能转换系统输出的该操作电力逐渐降低。

本发明的技术效果在于：

本发明的电能转换方法透过控制器以控制同步整流单元进行同步整流与否或输出开关的导通或截止，以改变隔离变压器的漏感，并使电源转换系统输出对应于不同需求电力的操作电力。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为本发明第一实施方式的电源转换系统的电路框图；

图2为本发明第一实施方式的电源转换系统的电路图；

图3为对应本发明的电源转换系统输出电流与整流开关及输出开关的切换时序图；

图4a及图4b为本发明的电源转换系统在轻载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图5a及图5b为本发明的电源转换系统在中载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图6a及图6b为本发明的电源转换系统在满载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图7为本发明的隔离变压器的剖视图；

图8为本发明的隔离变压器于第一操作状态的漏感及磁通密度分布图；

图9为本发明的隔离变压器在第二操作状态的漏感及磁通密度分布图；

图10为本发明的隔离变压器在第三操作状态的漏感及磁通密度分布图；

图11为本发明第二实施方式的电源转换系统的电路图。

其中，附图标记

10 全桥切换模块

20 谐振模块

30 隔离变压器

310 初级绕组

320a、320b、320c、320d 次级绕组

330 绕线架

340 磁芯

40 输出控制模块

400a～400d 输出控制模块

410a 第一同步整流单元

410b 第二同步整流单元

410c 第三同步整流单元

410d 第四同步整流单元

420 控制器

C 电容器

Cb 隔离直流电容器

Co 输出电容器

Ip 初级侧电流

L1、L2、L3、L4、L5、L6、L7、L8 滤波器

Lr 谐振电感器

QA 第一功率开关

QB 第二功率开关

QC 第三功率开关

QD 第四功率开关

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8 整流开关

S1、S2、S3、S4、SR1、SR2、SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8 栅极

SW1、SW2、SW3、SW4 输出开关

Vi 输入电压

Vo 输出电压

Vp 初级侧电压

VQ4 第四功率开关汲源极跨压

具体实施方式

下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作具体的描述：

请参照图1，其为本发明第一实施方式的电源转换系统的电路框图。电源转换系统接收输入电压Vi并产生多组输出电压Vo。在图1中，电源转换系统 包含被隔离变压器30划分成初级侧及次级侧。隔离变压器30包含初级绕组310及次级绕组320a-320d。电源转换系统的初级侧包含全桥切换模块10、谐振模块20及初级绕组310，电源转换系统的次级侧包含输出控制装置40及耦合于初级绕组310的次级绕组320a-320d，其中输出控制装置40包含输出控制模块400a～400d，每个输出控制模块400a～400d包含同步整流单元(如图1所示的第一至第四同步整流单元410a～410d)及输出开关SW1～SW4。

请参照图2，其为本发明第一实施方式的电源转换系统的电路图。全桥切换模块10电连接于输入电压Vi，包含第一功率开关QA、第二功率开关QB、第三功率开关QC及第四功率开关QD；第一至第四功率开关QA～QD分别为金属氧化物半导体场效晶体管。第一功率开关QA与第三功率开关QC的漏极连接输入电压Vi，第一功率开关QA的源极电连接于第二功率开关QB的漏极及谐振模块20，第三功率开关QC的源极电连接于第四功率开关QD的漏极及隔离变压器30的初级绕组310。第二功率开关QB及第四功率开关QD的源极连接输入电压Vi。

如图2所示，第一至第四功率开关QA～QD分别并联连接二极管D，其中第一至第四功率开关QA～QD的漏极连接二极管D的阴极，第一至第四功率开关QA～QD的源极连接二极管D的阳极；二极管D可例如为第一至第四功率开关QA～QD的内部的本体二极管。此外，第一至第四功率开关QA～QD的漏极及源极间还并联连接电容器C，电容器C也可以例如是第一至第四功率开关QA～QD的内部的寄生电容器。

谐振模块20包含串联连接的谐振电感器Lr、隔离直流电容器Cb及激磁电感器。在本实施方式中，激磁电感器以隔离变压器30的初级绕组310实现。谐振模块20用以使第一至第四功率开关QA～QD达到零电压的切换的特性，减少切换损失进而增加电源转换系统的效率。

输出控制装置40包含数量对应于次级绕组320a-320d的第一至第四同步整流单元410a-410d及第一至第四输出开关SW1～SW4。如图1及图2所示，第一同步整流单元410a连接于次级绕组320a及第一输出开关SW1，第二同步整流单元410b连接于次级绕组320b及第二输出开关SW2，第三同步整流单元410c连接于次级绕组320c及第三输出开关SW3，第四同步整流单元410d连接于次级绕组320d及第四输出开关SW4。

如图2所示，第一同步整流单元410a包含整流开关Q1、Q2，第二同步整流单元410b包含整流开关Q3、Q4，第三同步整流单元410c包含整流开关Q5、Q6，第四同步整流单元410d包含整流开关Q7、Q8。整流开关Q1的源极连接整流开关Q2的源极及输出电容器Co，整流开关Q1、Q2的漏极分别电连接于次级绕组320a。整流开关Q3的源极连接整流开关Q4的源极，整流开关Q3、Q4的漏极分别电连接于次级绕组320b。整流开关Q5的源极连接整流开关Q6的源极，整流开关Q5、Q6的漏极分别电连接于次级绕组320c。整流开关Q7的源极连接整流开关Q8的源极，整流开关Q7、Q8的漏极分别电连接于次级绕组320d。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8分别电连接于控制器420，并接受控制器420输出的控制信号以进行导通或截止的切换动作，藉以提供同步整流的效果。

电源转换系统还可以包含滤波器L1～L8。如图2所示，滤波器L1～L8分别为电感器。滤波器L1及滤波器L2连接于次级绕组320a的两端及输出开关SW1，滤波器L3及滤波器L4连接于次级绕组320b的两端及输出开关SW2，滤波器L5及滤波器L6连接于次级绕组320c的两端及输出开关SW3，滤波器L7及滤波器L8连接于次级绕组320d的两端及输出开关SW4。

第一至第四输出开关SW1～SW4分别接受控制器420的控制而导通(turn off)或截止(turn on)。在此要特别说明的是，本发明的电能转换系统主要是用以提供电子装置在不同操作状态下的多个需求电力，故控制器420会依据电子装置的操作状态而驱使输出控制装置中的至少一输出控制模块400a～400d输出电子装置操作时的需求电力。其中，控制器420可以选择藉由控制第一至第四同步整流单元410a～410d或第一至第四输出开关SW1～SW4而让电源转换系统输出电子装置操作时所需的电力。

谐振模块20的谐振电感器Lr及隔离变压器30配合提供固定漏感。为了产生谐振并完成零电压切换，在第一功率开关QA及第二功率开关QB(或第三功率开关QC及第四功率开关QD)的控制信号间明显存在一段死区时间(dead time)。所谓死区时间，是在一个开关周期内，控制电路(图未示)使第一功率开关QA和第二功率开关时间QB(第三功率开关QC及第四功率开关QD)同时处于截止(turn off)状态的持续时间(其中控制电路电连接于第一至第四功率开关QA～QD的栅极S1～S4，并输出控制信号以使第一至第四功率开关QA～QD导 通或截止)，如图4a所示的时间区间t2～t3(t4～t5)。一般来说，漏感越大，则死区时间越长。

请同时参照图2及图4a，其中图4a为电源转换系统在电子装置操作于轻载(例如为满载的20％)时的初级侧电流和电压波形。在第一状态(即图4a所示的时间t1～t2)，图2所示的第一功率开关QA及第四功率开关QD截止(turn off)，第二功率开关QB及第三功率开关QC导通(turn on)，故输入电压Vi经由第二功率开关QB、第三功率开关QC、谐振电容器Cb谐振电感器Lr后，由初级绕组310耦合传递至次级绕组320a～320d。在这段期间，隔离变压器30的初级侧电流(Ip)会缓慢上升，谐振电感器Lr同时充电而储存能量。

在第二状态(即图4a所示的时间t2～t3)，图2所示的第二功率开关QB截止(第一功率开关QA及第四功率开关QD维持截止，第三功率开关QC维持导通)，隔离变压器30的初级侧电流(Ip)停止上升。然根据楞次定律，谐振电感器Lr的电流须保持持续性，故谐振电感器Lr的电流继续往同一方向流动。此时初级侧电流(Ip)对并联在第二功率开关QB漏源极间的电容器C充电，对并联在第一功率开关QA漏源极间的电容器C放电，直到并联在第二功率开关QB漏源极间的电容器C的电压相等于输入电压Vi。

在第三状态(即图4a所示的时间t3～t4)中的时间t3时，零电压区间结束，此时第一功率开关QA的漏源极跨压放电降至零电压，接着跨接在第一功率开关QA漏源极间的二极管D导通，将第一功率开关QA上的漏源极箝位在零电压，以使第一功率开关QA达成零电压切换(Zero Voltage Switching,ZVS)，进而减少切换损失。同时，隔离变压器30的初级侧电压(Vp)为零。

在第四阶段(即图4a所示的时间t4～t5)，谐振状态开始于第三功率开关QC截止(即时间t4)，因谐振电感器Lr的电流须保持持续性，初级侧电流(Ip)会对并联于第三功率开关QC漏源极的电容器C充电，并对并联在第四功率开关QD漏源极间的电容器C放电，直到并联在第四功率开关QC漏源极间的电容器C的电压相等于输入电压Vi，且第四功率开关QD的漏源极跨压放电降至零电压(如VQ4曲线所示)。

在图4a所示的时间t5，并联于第三功率开关QC漏源极的电容器C两端的跨压等于输入电压，且并联于第四功率开关QD漏源极间的电容器C两端的跨压降为零，使得并联在第四功率开关QD漏源极间的二极管D导通而完成 谐振。同时，在并联于第四功率开关QD漏源极的二极管D导通后，使第四功率开关QD导通，第四功率开关QD漏源极的跨压为零电位，因此第四功率开关QD便为零电压切换。

在第五阶段(即图4a所示的时间t5～t7)，由于谐振电感器Lr两端的电压相同于输入电压Vi，因此初级侧电流(Ip)呈线性减少。其中，在时间t6时，初级侧电压(Vp)并未于第四功率开关QD导通的瞬间转换为负电位，此区段称为工作周期损失(duty cycle loss)；其中，当漏感越大，则工作周期损失越大。在此要特别说明的是，工作周期损失可以下式表示：

，其中：

Lr为谐振电感器的电感值；

Ip为电源转换系统的初级侧电流；以及

Vp为电源转换系统的初级侧电压。

前述的图4a所示的电源转换系统是供应电子装置操作于轻载(例如为满载的20％)时的初级侧电流和电压波形，图5a及图6a则分别为电子装置操作于中载(例如满载的50％)时的初级侧电流和电压波形以及电子装置操作于满载时的初级侧电流和电压波形。要特别说明的是，当电子装置需求电流提高，电源转换系统输出的电流也对应增加时，则工作周期损失因电流提高而增加。前述的工作周期损失使得输入电压Vi的维持时间(hold-up time)减少，致使电源转换系统的整体效率降低。

为了进一步地降低工作周期损失以提升电源转换系统的整理效率，必须更进一步地改变输出控制装置40的输出控制模块400a～400d的控制方法。

一般来说，电子装置在满载操作时的需求电力最大，故电源转换系统输出给电子装置的电流也较大；电子装置在轻载操作时的需求电力最小，故电源转换系统输出给电子装置的电流则相对较小。

本发明的电源转换系统可以依据电子装置需求电流的大小，调整同步整流装置40的操作模式，使电源转换系统在电子装置于满载操作时提供较大电流，并于电子装置于轻载操作时，提供较小电流，藉以降低功率消耗。

在本发明的输出控制装置的其中的一个操作状态中，若控制器420是以输 出控制模块400a～400d中的同步整流单元410a～410d是否进行同步整流而决定输出电力时，电源转换系统包含如下4种操作模式。复参阅图2，在第一操作模式，控制器420控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d的其中之一进行同步整流，让电源转换系统输出第一电流I1。在此可例如让整流开关Q1、Q2依照控制器420输出的控制信号进行导通与截止的切换而进行同步整流(如图3的0～t1区间所示)，以让耦合到次级绕组320a的电力能够传递至输出端。

在第二操作模式，控制器420控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d的其中之二进行同步整流(如图3的t1～t2区间所示)，让电源转换系统输出第二电流I2，其中第二电流I2大于第一电流I1。

在第三操作模式，控制器420控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d中之三进行同步整流(如图3中t2～t3区间所示)，让电源转换系统输出第三电流I3，其中第三电流I3大于第二电流I2。

在第四操作模式，控制器420控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d同时进行同步整流(如图3的t3之后区间所示)，让电源转换系统输出第四电流I4，其中第四电流I4大于第三电流I3。图3所示为对应电源转换系统输出电流与整流开关的切换时序图。依据电子装置操作模式而分段式地驱动第一至第四同步整流单元410a～410d，可以有效地降低电源转换系统于电子装置操作于轻载时的功率损耗，达到节能的效果。

在本发明的输出控制装置的其中的一个操作状态中，若控制器420是以控制输出控制模块400a～400d中的第一至第四输出开关SW1～SW4是否进行同步导通而决定输出电力时，电源转换系统以包含如下4种操作模式作为说明范例。要特别说明的是，在此4种操作模式操作时，控制器420皆使第一至第四同步整流单元410a～410d持续进行同步整流。复参阅图2及图3，在第一操作模式，控制器420使第一输出开关SW1导通，让电源转换系统输出第一电流I1；在第二操作模式，控制器420使第一输出开关SW1及第二输出开关SW2导通，让电源转换系统输出第二电流I2；在第三操作模式，控制器420使第一 至第三输出开关SW1～SW3导通，让电源转换系统输出第三电流I3；在第四操作模式，控制器420使第一至第四输出开关SW1～SW4导通，让电源转换系统输出第四电流I4。

此外，进一步地配合隔离变压器30的初级绕组310及次级绕组320a～320d的排列方式，可以更有效地控制整体的功率消耗。

请参照图7，其为本发明的隔离变压器的剖视图。隔离变压器30还包含绕线架330、磁芯340，磁芯340套设于绕线架330外围。初级绕组310及次级绕组320a～320d分别设于绕线架330上。在此要说明的是，在图7中，隔离变压器30包含单一个初级绕组310及四个次级绕组320a～320d，次级绕组320a～320d等间隔地设于绕线架330上，初级绕组310则缠绕在绕线架330上，并位于每个次级绕组320a～320d的一侧(例如为左侧)，且由隔离变压器30的侧剖面观之，初级绕组310及次级绕组320a～320d呈交错排列。

当施加电力于隔离变压器30的初级绕组310，次级侧电路可依输出控制装置40的输出控制模块400a～400d的不同操作而有不同的电力输出，以下以三种不同操作状态进行说明。

复参阅图2，在第一操作状态，第一至第四同步整流单元410a～410d的整流开关Q1～Q8均接受控制器420的控制信号而进行同步整流，或者第一至第四输出开关SW1～SW4接受控制器420的控制信号而导通时(如图3的t3之后区间所示)，次级绕组320a～320d会经电磁感应而产生电力输出。同时，初级绕组310及次级绕组320a～320d之间也会产生磁通量耦合不完全而产生漏感，图8所示为对应图7的隔离变压器30的漏感、磁通密度及温度分布图。由图8可以得知，隔离变压器30的漏感在初级绕组310与次级绕组320a～320d间的耦合距离短处最低，并且漏感会随着远离初级绕组310与次级绕组320a～320d间的耦合距离的增加而增加。因图7所示的初级绕组310及次级绕组320a～320d呈交错排列，故隔离变压器30的漏感在一定范围内变动。

在第二操作状态，仅有图7所示的第一同步整流单元410a的整流开关SR1、SR2接受控制器420的控制信号而进行同步整流，而整流开关SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8皆截止，或者第一输出开关SW1接受控制器420的控制信号而导通时(如图3的0～t1区间所示)，故仅有次级绕组320a会经电磁感应而产生电力输出。如图9所示，在初级绕组310与次级绕组320a间耦合距 离短处，隔离变压器30的漏感低，随着初级绕组310与次级绕组320a间的耦合距离增加，隔离变压器30的漏感亦增加。

在第三操作状态，仅有图7所示的第一同步整流单元410a及第四同步整流单元410d的整流开关SR3、SR4、SR5、SR6接受控制器420的控制信号而进行同步整流，整流开关SR1、SR1、SR7、SR8皆截止，或者第一输出开关SW1及第四输出开关SW4接受控制器420的控制信号而导通时，故仅有次级绕组320b、320c会经电磁感应而产生电力输出。如图9所示，在初级绕组310与次级绕组320a～320d间的耦合距离短处，隔离变压器30的漏感最低，并随着初级绕组310与次级绕组320a、320d间的耦合距离增加，隔离变压器30的漏感亦增加。

由前述内容可以得知，藉由控制隔离变压器30的次级绕组320a～320d的进行同步整流的数量及其与初级绕组310间的耦合距离，便可以有效地调整隔离变压器30的漏感，如此一来，电源转换系统便可以依照电子装置需求电力的不同而输出相应的操作电力。要让次级绕组320a～320d导通并与初级绕组310产生电磁耦合并输出操作电力，必须让连接在次级绕组320a～320d后端的同步整流单元进行同步整流；例如，当图2所示的第一同步整流单元410a进行同步整流，则由初级绕组310耦合至次级绕组320a的电能才能经由电感器L1、L2输出，并产生漏感以缩减工作周期损失。换言之，藉由控制如图2所示的第一至第四同步整流单元410a～410d的进行同步整流与否，可以改变隔离变压器30的漏感。下表一(漏感值仅为此例测试数据)所示为对应第一至第四同步整流单元410a～410d的进行同步整流与否所对应产生的漏感。

在表一中，“同步整流”表示第一至第四同步整流单元中的其中的至少一个进行同步整流，并可初级绕组310耦合至连接于其上的次级绕组320a～320d的电力输出至电子装置；“截止”表示第一至第四同步整流单元410a～410d中的其中的至少一个不进行同步整流操作，且无操作电力输出至电子装置。

藉由改变隔离变压器30的漏感，可以有效地缩减工作周期损失。其中，图4b所示为对应电源供应器在20％负载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形。在图4b中，时间t5-t6’所示为利用控制隔离变压器30的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失，其相较于图4a所示的工作周期损失(即时间t5-t6)来的短；换言之，图4b所示时间t6’-t6即为工作周期损失改变(即缩减)的区段。

图5b及图6b分别为本发明的电源供应器在50％及100％负载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形，其中，时间t5-t6所示为未利用控制隔离变压器310的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失，时间t5-t6’所示为利用控制隔离变压器30的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失。

此外，为了避免隔离变压器30因局部的热积蓄而损坏，可以进一步地依 据前表一改变第一至第四同步整流单元410a～410d进行同步整流的顺序，例如控制器420可使进行同步整流的同步整流单元逐步开启的方式控制同步整流单元，以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题。进一步地，还可以藉由控制器420以让进行同步整流的同步整流单元与绕线架330的中心轴间的间距逐步收敛开启的方式控制同步整流单元，以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题；即依序由第一同步整流单元410a、第四同步整流单元410d、第二同步整流单元410b及第三同步整流单元410c单独进行同步整流。

此外，例如在表一所示的第一状态及第二状态，皆仅有单一个同步整流单元开启，而其他三个同步整流单元停止，且开启的同步整流单元恰好位于隔离变压器30剖面中心线两侧相应的位置，使得两者的漏感差异小。因此，在电源转换系统操作时，可以依序开启第一同步整流单元410a及第四同步整流单元410d，使次级绕组320a及320d分别传递电力至电子装置。如此一来，可以有效地避免仅有位于磁芯340特定位置的次级绕组长时间传递电力至电子装置所造成热积蓄的问题。

当然，在实际操作时，并不限定仅有恰好位于隔离变压器30剖面中心线两侧相应位置的同步整流单元进行依时序的不同进行切换，只要是可以提供相近漏感(例如小于5μH)值得状态所对应的同步整流单元皆可依序开启，藉以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题。

综上所述，本发明的电源转换系统可利用如下的电能转换方法以提供电子装置在不同操作状态下的需求电力。

首先，提供隔离变压器30，隔离变压器30包含至少一初级绕组310及多个次级绕组(例如图2所示的次级绕组320a～320d)，其中每个次级绕组320a、320b、320c、320d与初级绕组310间的具有至少一耦合距离；换言之，初级绕组310与次级绕组320a～320d的距离可以皆不同，或者每个次级绕组320a、320b、320c、320d与初级绕组310间的距离可以相同。隔离变压器30的初级绕组310是电连接于谐振模块20，谐振模块20透过全桥切换模块10电连接于输入电压Vi。隔离变压器30的每个次级绕组310电连接于同步整流单元(例如为图2所示的第一至第四整流单元410a～410d)，同步整流单元410a～410d透过滤波器L1～L8连接电子装置。

接着，感测电子装置的工作模式，即电子装置是操作在轻载、中载或满载 状态，并依据电子装置在对应的工作模式下的操作电力以使第一至第四同步整流单元410a、410b、410c、410d中的至少一个进行同步整流，藉以改变隔离变压器30的漏感。

当隔离变压器30的漏感改变时，隔离变压器30的初级侧电流(Ip)改变，则耦合至隔离变压器次级绕组320a～320d的电力亦改变，致使传递至电子装置的电力改变，以输出符合电子装置在相应工作模式下的操作电力。

配合参阅图11，为本发明第二实施方式的电源转换系统的电路图。图11所示的电源转换系统包含全桥切换模块10、谐振模块20、变压器30及输出控制装置40，变压器30包含相耦合的初级绕组310及次级绕组320a～320d。

在此要特别说明的是，图11所示全桥切换模块10及谐振模块20的电路架构及操作方法皆相同于图2所示的全桥切换模块10及谐振模块20；换句话说，图11所示的变压器30及输出控制装置40的架构是不相同于图2所示的变压器30及输出控制模块40。

在图11中，变压器30为中心抽头式变压器，故其相较于图2所示的变压器30而言，具备小体积的特点，而图2所示的变压器30具备倍流的特点。输出控制模块40电连接于变压器310的次级绕组320a～320d，输出控制模块40包含第一至第四同步整流单元410a-410d、控制器420及第一至第四输出开关SW1～SW4。第一同步整流单元410a连接于次级绕组320a，第二同步整流单元410b连接于次级绕组320b，第三同步整流单元410c连接于次级绕组320c，第四同步整流单元410d连接于次级绕组320d。

第一同步整流单元410a包含整流开关Q1、Q2，第二同步整流单元410b包含整流开关Q3、Q4，第三同步整流单元410c包含整流开关Q5、Q6，第四同步整流单元410d包含整流开关Q7、Q8。整流开关Q1及Q2的源极分别接地，整流开关Q1、Q2的漏极电连接于次级绕组320a的两端，滤波器L1连接于次级绕组320a的中心抽头端。整流开关Q3及Q4的源极分别接地，整流开关Q3、Q4的漏极分别电连接于次级绕组320a的两端，滤波器L2连接于次级绕组320b的中心抽头端。整流开关Q5、Q6的源极分别接地，整流开关Q5、Q6的漏极电连接于次级绕组320b的两端，滤波器L3连接于次级绕组320c的中心抽头端。整流开关Q7、Q8的源极分别接地，整流开关Q7、Q8的漏极电连接于次级绕组320d的两端，滤波器L4连接于次级绕组320d的中心抽头 端。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8，以及第一至第四输出开关SW1～SW4分别电连接于控制器420。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8接受控制器420输出的控制信号以进行导通或截止的切换动作，藉以提供同步整流的效果；第一至第四输出开关SW1～SW4接受控制器420输出的控制信号以导通或截止。变压器30的次级绕组320a、320b的中心抽头端电连接于输出电容器Co。

图11所示本发明第二实施方式的电源转换系统的其他各元件的功用与相关说明，实际上皆与图2所示的第二实施方式的电源转换系统相同，在此不予赘述。图11所示的电源转换系统至少可以达到与图1及图2所示的电源转换系统相同的功能。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。