功率转换装置和三相AC电源装置的制作方法
本发明涉及从DC功率生成AC功率并且与三相AC系统执行系统互连的三相AC电源装置，并且涉及用于三相AC电源装置的功率转换装置。
背景技术：
例如，由光伏板生成的作为DC电流的功率可经由作为功率转换装置的功率调节器与商用AC系统进行系统互连。可不仅针对单相AC系统，而且针对三相AC系统执行系统互连(例如，参见专利文献1(图2))。
图23是在执行从DC电源到三相AC系统的系统互连的情况下使用的功率转换装置的电路图示例。在图23中，功率转换装置200基于从作为DC电源的光伏板201接收的DC功率来生成AC功率，并且将功率供应到三相AC系统220。功率转换装置200包括电容器202、升压电路203、用于平滑DC母线204的电压的平滑电路205、三相逆变器电路207、和三对AC电抗器208至210和电容器211至213。平滑电路205是通过出于得到耐压性质的目的将两个电容器206串联连接并且出于得到电容的目的将六组这样的两个电容器206并联连接来形成的。例如，平滑电路的整体电容是几毫法拉。
在这个示例中，光伏板201、电容器202和升压电路203被设置用于三个系统，这些系统与DC母线204并联连接。例如，如果来自一个光伏板201的输入电压是DC 200V并且其电流是30A，则可生成各系统的6kW功率和总共18kW的功率。三相AC系统220的线间电压是400V。
对于光伏板201的输出，升压电路203执行最大功率点跟踪(MPPT)控制，以得到最佳操作点。升压电路203的输出被具有大电容的平滑电路205平滑，变成DC母线204的电压。该电压经受三相逆变器电路207进行的切换，由此生成包括高频分量的三相AC电压。高频分量被AC电抗器208至210和电容器211至213去除，由此得到允许系统与三相AC系统220互连的波形。
这里，需要DC母线204的电压等于或高于AC 400V(有效值)的波峰值即，大约566V，但考虑到一定余量，被设置成600V。在DC母线204的电压是600V的情况下，当三相逆变器电路207中的开关元件截止时，由于开关元件的浮动电感和电容带来的谐振，导致大大超过600V的电压被施加到开关元件。因此，为了可靠地防止开关元件被击穿，例如，需要是DC母线的电压的两倍高的1200V的耐压性质。另外，对于平滑电路205而言，也需要1200V的耐压性质，并且在图23中的配置中，对于各电容器而言，需要600V的耐压性质。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本特许专利公开No.2012-137830
技术实现要素：
[技术问题]
在如上所述的传统功率转换装置中，需要转换效率的进一步提高。为了提高转换效率，有效的是减少开关损失。通常，DC母线的电压越高，开关损失等越大。因此，如何减小DC母线的电压成为问题。另外，期望通过除了减小电压外的手段来减少开关损失和其他功率损失。
鉴于以上问题，本发明的主要目的是减少由于用于与三相AC系统的系统互连的功率转换装置中的转换而导致的功率损失。
[问题的解决方案]
本发明提供了一种将DC功率转换成要供应到三相AC系统的AC功率的功率转换装置，所述DC功率是从彼此独立而没有共用正端子或负端子的第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源输入的，所述功率转换装置包括：第一相转换装置，其被配置为基于从所述第一DC电源输入的所述DC功率，经由第一电抗器将所述AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第一相；第二相转换装置，其被配置为基于从所述第二DC电源输入的所述DC功率，经由第二电抗器将所述AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第二相；第三相转换装置，其被配置为基于从所述第三DC电源输入的所述DC功率，经由第三电抗器将所述AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第三相；以及控制单元，其被配置为控制所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置。
所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置均包括用于将所述DC功率的DC输入电压值升压的升压电路和单相逆变器电路。对于所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置中的每个，当通过将三次谐波叠加在基波上而得到的作为要输出的AC波形的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，所述控制单元致使所述升压电路执行升压操作以生成所述电压目标值的绝对值并且致使所述单相逆变器电路只执行必要的极性反转，并且当所述电压目标值的绝对值小于所述输入的DC电压时，所述控制单元停止所述升压电路的升压操作并且致使所述单相逆变器电路进行操作以生成电压目标值。
另外，本发明提供了一种连接到三相AC系统的三相AC电源装置，所述三相AC电源装置包括：第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源，其彼此独立而不共用正端子或负端子；第一相转换装置，其被配置为基于从所述第一DC电源输入的DC功率，经由第一电抗器将AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第一相；第二相转换装置，其被配置为基于从所述第二DC电源输入的DC功率，经由第二电抗器将AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第二相；第三相转换装置，其被配置为基于从所述第三DC电源输入的DC功率，经由第三电抗器将AC功率供应到相对于所述三相AC系统的中性点的第三相；以及控制单元，其被配置为控制所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置。
所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置均包括用于将所述DC功率的DC输入电压值升压的升压电路和单相逆变器电路。对于所述第一相转换装置、所述第二相转换装置和所述第三相转换装置中的每个，当通过将三次谐波叠加在基波上而得到的作为要输出的AC波形的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，所述控制单元致使所述升压电路执行升压操作以生成所述电压目标值的绝对值并且致使所述单相逆变器电路只执行必要的极性反转，并且当所述电压目标值的绝对值小于所述输入的DC电压时，所述控制单元停止所述升压电路的升压操作并且致使所述单相逆变器电路进行操作以生成所述电压目标值。
[本发明的有利效果]
本发明的功率转换装置和三相AC电源装置使得能够减少由于转换导致的功率损失。
附图说明
图1是示出连接到三相AC系统的三相AC电源装置的电路图。
图2是更详细示出图1中的一个转换装置的内部电路的示图。
图3是控制单元的框图。
图4是示出DC输入电压检测值和升压电路电流检测值的时间变化的模拟结果示例的曲线图。
图5是示出求平均处理单元对DC输入电压检测值进行求平均的方式的示图。
图6是用于说明控制处理单元进行的控制处理的控制框图。
图7是示出升压电路和单相逆变器电路的控制处理的流程图。
图8是以下的曲线图：(a)示出在控制处理单元进行的反馈控制中计算的升压电路电流命令值和按照升压电路电流命令值执行控制时得到的升压电路电流检测值的模拟结果示例，和(b)示出在控制处理单元进行的反馈控制中计算的升压电路电流目标值和按照升压电路电压目标值执行控制时得到的升压电路电压检测值的模拟结果示例。
图9是示出逆变器输出电压命令值的示例的示图。
图10是以下的曲线图：(a)示出升压电路载波和升压电路参考波之间的比较，和(b)示出通过升压电路控制单元生成的用于驱动开关元件Qb的驱动波形。
图11是以下的曲线图：(a)示出逆变器电路载波和逆变器电路参考波之间的比较，(b)示出通过逆变器电路控制单元生成的用于驱动开关元件Q1的驱动波形，和(c)示出通过逆变器电路控制单元生成的用于驱动开关元件Q3的驱动波形.
图12是示出用于开关元件的参考波和驱动波形的示例的示图和从转换装置输出的AC功率的电流波形的示例。
图13是以下的曲线图：(a)示出从单相逆变器电路输出的AC电压、系统相电源和AC电抗器两端之间电压的电压波形，和(b)示出流入AC电抗器中的电流的波形。
图14是示出生成用于转换装置中的输出波形(第一示例)的命令值的方式的曲线图。
图15是示出生成用于转换装置中的输出波形(第二示例)的命令值的方式的曲线图。
图16是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图14中示出的波形的情况下的转换装置的操作特征的(水平描绘的)波形图。
图17是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图14中示出的波形的情况下的转换装置的操作特征的(垂直描绘的)波形图。
图18是以下的波形图：(a)示出从功率转换装置输出的U、V、W的相电压和(b)示出相对于三相AC系统的U-V、V-W、W-U的线间电压。
图19是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图15中示出的波形的情况下的转换装置的操作特征的(水平描绘的)波形图。
图20是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图15中示出的波形的情况下的转换装置的操作特征的(垂直描绘的)波形图。
图21是以下的波形图：(a)示出从功率转换装置输出的U、V、W的相电压和(b)示出相对于三相AC系统3的U-V、V-W、W-U的线间电压。
图22是示出使用聚光光伏板的三相AC电源装置的示意性连接示图。
图23是在执行从DC电源到三相AC系统的系统互连的情况下使用的传统功率转换装置的电路图示例。
具体实施方式
[实施例的概述]
本发明的实施例的概述包括至少以下。
(1)这提供了一种将DC功率转换成要供应到三相AC系统的AC功率的功率转换装置，DC功率是从彼此独立而没有共用正端子或负端子的第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源输入的，所述功率转换装置包括：第一相转换装置，其被配置为基于从第一DC电源输入的DC功率，经由第一电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第一相；第二相转换装置，其被配置为基于从第二DC电源输入的DC功率，经由第二电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第二相；第三相转换装置，其被配置为基于从第三DC电源输入的DC功率，经由第三电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第三相；以及控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置。
第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置均包括用于将DC功率的DC输入电压值升压的升压电路和单相逆变器电路。对于第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置中的每个，当通过将三次谐波叠加在基波上而得到的作为要输出的AC波形的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，控制单元致使升压电路执行升压操作以生成电压目标值的绝对值并且致使单相逆变器电路只执行必要的极性反转，并且当电压目标值的绝对值小于输入的DC电压时，控制单元停止升压电路的升压操作并且致使单相逆变器电路进行操作以生成电压目标值。
在如上所述配置的功率转换装置中，由于(第一、第二、第三)转换装置被设置用于相应的相并且被配置为输出相电压，因此各转换装置应该输出的电压VAC(有效值)是三相AC系统的系统电压的各转换装置执行以下操作。
(i)当电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，
所述升压电路执行操作，并且
所述单相逆变器电路停止高频切换并且只执行必要的极性反转。
(ii)当电压目标值的瞬时值的绝对值小于输入的DC电压时，
所述升压电路停止(在图2中，Qa导通，Qb截止)，以及
所述单相逆变器电路执行操作。
也就是说，升压电路和单相逆变器电路交替地执行高频切换，使得当其中一个执行高频切换时，另一个停止高频切换。在这种情况下，DC母线的电压的峰值VB只需要是电压VAC的波峰值，即，
结果，相比于通过单个三相逆变器供应系统电压(线间电压)的情况，DC母线的电压减小。另外，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值的效果，DC母线的电压进一步减小。
DC母线的电压减小提供了以下优点。
(a)开关元件中的开关损失减小。
(b)(DC、AC(第一、第二、第三))电抗器中的铁损减少。
(c)对于连接到DC母线的开关元件和平滑电容器，可甚至使用具有低耐压性质的开关元件和平滑电容器。由于具有低耐压性质的开关元件具有较低的导通电阻，因此导通损失可减小。
以上(i)和(ii)中的交替操作提供了以下优点。
(d)开关元件执行切换的次数整体减少，因此，开关损失大大减小。
(e)(DC、AC)电抗器中的铁损减少。
(f)不需要电容器具有平滑是系统频率三倍高的低频AC分量的功能，因此可使用具有低电容的电容器。
(2)在(1)的功率转换装置中，优选地，控制单元基于DC功率的输入功率值和三相AC系统的各相的电压值来计算输出电流目标值，并且基于输出电流目标值来计算单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值，以控制单相逆变器电路；还基于DC输入电压值以及所述单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值来计算所述升压电路的电流目标值，以控制升压电路；由此控制AC功率的输出。
在以上(2)的情况下，功率转换装置可基于单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值，恒定地向各电抗器提供输出。控制单元在不直接依赖三相AC系统的电压值的情况下确定功率转换装置侧的目标值，并且可基于目标值，致使升压电路和单相逆变器电路执行所期望的操作。因此，控制单元可控制各转换装置，以输出电压相位领先于三相AC系统的相电压的电压相位几度的AC功率。
也就是说，由于致使从各转换装置输出的AC功率的电压相位领先于三相AC系统的电压相位几度，因此可致使各(第一、第二、第三)电抗器的两端之间的电压的相位领先于三相AC系统的电压相位几乎90度。由于各电抗器的电流相位落后于其电压相位90度，因此通过电抗器输出的AC功率的电流相位几乎与三相AC系统的相电压的相位同步。
结果，可输出与三相AC系统的各相电压具有几乎相同电流相位的AC功率，由此可抑制AC功率的功率因子减小。
例如，以上(2)的功率转换装置可具有在以下(3)至(10)中阐明的特定特征。
(3)例如，在以上(2)的功率转换装置中，可在升压电路和单相逆变器电路之间设置平滑电容器，并且可基于DC输入电压值和通过将经过平滑电容器的无功功率加到基于单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值的功率目标值而得到的值，计算升压电路的电流目标值。
在这种情况下，可以在考虑到单相逆变器电路的无功功率以及功率目标值的情况下，更准确地确定升压电路的电流目标值。
(4)在以上(2)的功率转换装置中，可在升压电路和单相逆变器电路之间设置平滑电容器，并且可基于DC输入电压值和通过将经过平滑电容器的无功功率和功率转换装置中的功率损失加到基于单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值的功率目标值而得到的值，计算升压电路的电流目标值。
在这种情况下，可以在考虑到无功功率和功率损失以及针对逆变器电路的功率目标值的情况下，更严格地确定升压电路的电流目标值。
(5)在以上(2)的功率转换装置中，例如，可在第一电抗器、第二电抗器和第三电抗器中的每个的后一级处，设置输出平滑电容器，并且在输出电流目标值是Ia*，升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，输出平滑电容器的静电电容是Ca，三相AC系统的各相的电压值是Va，并且DC输入电压值是Vg的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)。
在这种情况下，可以在考虑到流过输出平滑电容器的电流的情况下，确定单相逆变器电路的电流目标值和升压电路的电流目标值。
(6)在以上(2)的功率转换装置中，例如，可在第一电抗器、第二电抗器和第三电抗器中的每个的后一级处，设置输出平滑电容器，并且在输出电流目标值是Ia*，升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，三相AC系统的各相的电压值是Va，DC输入电压值是Vg，并且流过输出平滑电容器的电流是Ica的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg
Iinv*＝Ia*+Ica。
在这种情况下，可以在考虑到流过输出平滑电容器的电流的情况下，确定单相逆变器电路的电流目标值和升压电路的电流目标值。
(7)在以上(3)的功率转换装置中，例如，在升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，平滑电容器的静电电容是C，升压电路的电压目标值是Vo*，并且DC输入电压值是Vg的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/Vg。
(8)在以上(3)的功率转换装置中，例如，在升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，升压电路的电压目标值是Vo*，DC输入电压值是Vg并且流过平滑电容器的电流是Ic的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg。
(9)在以上(4)的功率转换装置中，例如，在升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，平滑电容器的静电电容是C，升压电路的电压目标值是Vo*，DC输入电压值是Vg并且功率转换装置中的功率损失是PLOSS的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/Vg。
(10)在以上(4)的功率转换装置中，例如，在升压电路的电流目标值是Iin*，单相逆变器电路的电流目标值和电压目标值分别是Iinv*和Vinv*，升压电路的电压目标值是Vo*，DC输入电压值是Vg，流过平滑电容器的电流是Ic，并且功率转换装置中的功率损失是PLOSS的情况下，可满足以下表达式：
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/Vg。
(11)在以上(5)至(10)中的任一项所述的功率转换装置中，所述控制单元可通过以下表达式来计算单相逆变器电路的电压目标值Vinv*作为升压电路的电压目标值：
Vinv*＝Va+La(d Iinv*/dt)。
这里，La是对于第一电抗器、第二电抗器和第三电抗器而言共同的电感。
在这种情况下，由于升压电路和单相逆变器电路二者基于通过控制单元设置的电流目标值Iinv*进行操作，因此即使执行操作以交替切换这两个电路之间的高频切换时间段，也可抑制发生从各转换装置输出的AC电流的相位偏离或失真。
(12)在以上(1)至(11)中的任一项所述的功率转换装置中，可从三相AC系统接收功率并且可将DC功率输出到第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源。也就是说，如果单相逆变器电路的电流目标值(Iinv*)的相位和电压目标值(Vinv*)的相位彼此偏移180度，则还可以通过对电流目标值(Iinv*)进行相同控制，在从三相AC系统到各DC电源的反转方向上执行输出。
(13)在另一个方面，这提供了一种连接到三相AC系统的三相AC电源装置，所述三相AC电源装置包括：第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源，其彼此独立而不共用正端子或负端子；第一相转换装置，其被配置为基于从第一DC电源输入的DC功率，经由第一电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第一相；第二相转换装置，其被配置为基于从第二DC电源输入的DC功率，经由第二电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第二相；第三相转换装置，其被配置为基于从第三DC电源输入的DC功率，经由第三电抗器将AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点的第三相；以及控制单元，其被配置为控制第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置。
第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置均包括用于将DC功率的DC输入电压值升压的升压电路和单相逆变器电路。对于第一相转换装置、第二相转换装置和第三相转换装置中的每个，当通过将三次谐波叠加在基波上而得到的作为要输出的AC波形的电压目标值的绝对值超过输入的DC电压时，控制单元致使升压电路执行升压操作以生成电压目标值的绝对值并且致使单相逆变器电路只执行必要的极性反转，并且当电压目标值的绝对值小于输入的DC电压时，控制单元停止升压电路的升压操作并且致使单相逆变器电路进行操作以生成电压目标值。
以上的三相AC电源装置提供了与(1)的功率转换装置的效果相同的效果。
(14)在(13)的三相AC电源装置中，第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源中的每个可以是被配置为进行操作以跟踪太阳的聚光光伏板。
在这种情况下，可以在抑制功率损失的同时，在白天期间，用高输出执行相对稳定的发电。
[实施例的细节]
下文中，将参照附图更详细地描述本发明的实施例。
<<作为三相AC电源装置的配置>>
图1是示出连接到三相AC系统3的三相AC电源装置100的电路图。三相AC电源装置100包括功率转换装置1P和例如作为DC电源(第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源)的三个光伏板2。这三个光伏板2成彼此独立而没有共用正端子或负端子这样的关系。
功率转换装置1P由针对三相AC的相应的相设置的三个转换装置(第一相转换装置、第二相转换装置、第三相转换装置)1构成。转换装置1将从光伏板2输入的DC功率转换成AC功率，并且将AC功率供应到三相AC系统3。这三个转换装置1将具有相应相电压的AC功率供应到相对于三相AC系统的中性点N的相应的相3p(第一相u、第二相v、第三相w)。
在三相AC系统3的线间电压是400V的情况下，相电压是大约输出相电压的各转换装置1需要大约327V作为DC母线LB的电压。这意味着，相比于通过单个三相逆变器供应三相AC系统3的线间电压(400V)的情况，DC母线LB的电压减小(566V→327V)。因此，开关元件和其他电子装置的耐压性质不需要1200V，仅仅大约600V就足够。
<<转换装置>>
图2是更详细示出图1中的一个转换装置的内部电路的示图。在图2中，作为DC电源的光伏板2连接到转换装置1的输入端，并且系统相电源3p(三相AC的相电压)连接到转换装置1的输出端。转换装置1执行系统互连操作，以将通过光伏板2生成的DC功率转换成AC功率并且将AC功率输出至系统相电源3p。
转换装置1包括：升压电路10，其接收从光伏板2输出的DC功率；以及单相逆变器电路11，其将升压电路10提供的功率转换成AC功率，并且将AC功率输出到系统相电源3p。升压电路10和单相逆变器电路11受控制单元12控制。控制单元12可控制三个转换装置1中的任一个。
升压电路10包括DC电抗器15和开关元件Qa和Qb，开关元件Qa和Qb由例如FET(场效应晶体管)构成，以形成升压斩波电路。
在升压电路10的输入侧，设置第一电压传感器17、第一电流传感器18和用于平滑的电容器26。
第一电压传感器17检测从光伏板2输出的并随后输入到升压电路10的DC功率的DC输入电压检测值Vg(DC输入电压值)并且将DC输入电压检测值Vg输出到控制单元12。第一电流传感器18检测流入DC电抗器15中的电流的升压电路电流检测值Iin(DC输入电流值)，并且将升压电路电流检测值Iin输出到控制单元12。为了检测DC输入电流检测值Ig，还可在电容器26的前一级处设置电流传感器。
控制单元12具有用DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin计算输入功率Pin并且针对光伏板2执行最大功率点跟踪(MPPT)控制的功能。
在升压操作期间，通过高频PWM控制，交替地导通升压电路10的开关元件Qa和Qb。当升压操作停止时，开关元件Qa导通而开关元件Qb截止。从升压电路10正在操作还是停止的角度来看，如随后描述的，执行控制，使得在升压电路10和单相逆变器电路11之间交替地切换执行高频切换操作的时间段。因此，在升压电路10正在执行切换操作的时间段期间，升压电路10将具有升压后的电压的功率输出到单相逆变器电路11，并且在切换操作停止的时间段期间，升压电路10将从光伏板2输出并随后输入升压电路10的DC功率输出到单相逆变器电路11，而没有将DC功率的电压升压。
用于平滑的电容器19(平滑电容器)连接在升压电路10和单相逆变器电路11之间。
单相逆变器电路11包括均由例如IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)构成的开关元件Q1至Q4。开关元件Q1至Q4形成全桥电路。
开关元件Q1至Q4连接到控制单元12，并且可由控制单元12控制。控制单元12对开关元件Q1至Q4的操作执行PWM控制。由此，单相逆变器电路11将升压电路10提供的功率转换成AC功率。
转换装置1包括在单相逆变器电路11和系统相电源3p之间的滤波器电路21。
滤波器电路21由AC电抗器22和设置在AC电抗器22后一级处的电容器23(输出平滑电容器)构成。滤波器电路21具有去除从单相逆变器电路11输出的AC功率中包含的高频分量的功能。已经被滤波器电路21从中去除高频分量的AC功率被提供到系统相电源3p。
因此，升压电路10和单相逆变器电路11将从光伏板2输出的DC功率转换成AC功率并且经由滤波器电路21将转换后的AC功率输出到系统相电源3p。
第二电流传感器24连接到滤波器电路21，第二电流传感器24用于检测作为单相逆变器电路11的输出的电流值的逆变器电流检测值Iinv(流入AC电抗器22中的电流)。第二电压传感器25连接在滤波器电路21和系统相电源3p之间，第二电压传感器25用于检测系统相电源3p侧的电压值(系统电压检测值Va)。
第二电流传感器24和第二电压传感器25分别将检测到的逆变器电流检测值Iinv和检测到的系统电压检测值Va(AC系统的电压值)输出到控制单元12。虽然第二电流传感器24设置在图2中的电容器23的前一级处，但第二电流传感器24可设置在电容器23的后一级处。
控制单元12基于系统电压检测值Va、逆变器电流检测值Iinv、DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin来控制升压电路10和单相逆变器电路11。
如上所述，在图1中的电路配置中，相比于通过单个三相逆变器供应系统电压(线间电压)的情况，DC母线LB的电压减小。由于DC母线LB的电压减小，开关元件Q1至Q4和Qa中的开关损失减少。另外，转换装置1的电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损减少。另外，对于连接到DC母线LB的开关元件Q1至Q4、Qa和Qb以及平滑电容器19，可使用甚至具有低耐压性质的那些。由于具有较低耐压性质的开关元件具有较低的导通电阻，因此导通损失可减小。
(波形的第一示例)
图14是示出生成用于转换装置1中的输出波形(第一示例)的命令值的方式的曲线图。水平轴指示时间并且垂直轴指示电压。通过使用如(a)中所示的具有327V的波峰值和商用频率(50Hz，0.02秒/周期)的正弦波作为基波并且将频率是基波频率三倍高的三次谐波叠加到基波上，得到命令值的波形。三次谐波的幅度是例如基波的幅度的10％。通过叠加这两个波形，得到如(b)中所示的包含三次谐波的AC波形。这个AC波的峰值(波峰值)由于其波形，变成低于(a)中所示的基波的峰值，即，变成也就是说，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值的效果，DC母线的电压进一步减小。可使用此AC波形作为转换装置1将输出的AC的电压目标值。
(波形的第二示例)
图15是示出生成用于转换装置1中的输出波形(第二示例)的命令值的方式的曲线图。水平轴指示时间并且垂直轴指示电压。通过使用如(a)中所示的具有327V的波峰值和商用频率(50Hz，0.02秒/周期)的正弦波作为基波并且将频率是基波频率三倍高的三次谐波叠加到基波上，得到命令值的波形。三次谐波的幅度是例如基波的幅度的20％。通过叠加这两个波形，得到如(b)中所示的包含三次谐波的AC波形。这个AC波的峰值(波峰值)由于其波形，变成低于(a)中所示的基波的峰值，即，变成也就是说，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值的效果，DC母线的电压进一步减小。可使用此AC波形作为转换装置1将输出的AC的电压目标值。
<<功率转换装置中的最小调制方法>>
(波形的第一示例)
接下来，图16和图17是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图14中示出的波形的情况下的转换装置1的操作的特征的波形图。图16和图17示出相同内容，其中，图16以可视方式特别示出DC输入与AC输出的幅度关系，图17以可视方式特别示出控制的时序。图16中的上级和图17中的左列示出指示没有使用最小调制方法的传统转换装置的操作的波形图，以便进行比较。图16中的下级和图17中的右列示出指示使用最小调制方法的转换装置1(图2)的操作的波形图。
首先，在图16中的上级(或图17中的左列)中，在传统转换装置中，响应于DC输入VDC的升压电路的输出(在图2中，在开关元件Qa和Qb和DC电抗器15之中的互连点处引起的电压)是具有比VDC高的值并且以规则间隔布置的脉冲序列。在附图中，为了方便的缘故，用细竖条纹代表脉冲序列(此后同样如此)。该输出被平滑，以作为DC母线LB上的电压VB出现。另一方面，单相逆变器电路在每半个周期将极性反转的同时，在PWM控制下执行切换。结果，通过滤波器电路经由平滑得到作为AC输出的正弦AC电压VAC。
接下来，在图16中的下级进行的最小调制方法中，图2中的升压电路10和单相逆变器电路11按照具有AC波形的电压目标值VAC的绝对值和DC输入VDC之间的比较结果进行操作。也就是说，当电压目标值的绝对值满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，升压电路10停止(附图中的“ST”)，并且当电压目标值的绝对值满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，升压电路10执行升压操作(附图中的“OP”)，以输出电压目标值的绝对值。升压电路10的输出的高频分量被电容器19(图2)平滑，并且所得输出作为DC母线LB上示出的电压VB出现。
另一方面，至于单相逆变器电路11，按照电压目标值VAC的绝对值和DC输入VDC之间的比较结果，当满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，执行高频切换(附图中的“OP”)，并且当满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，高频切换停止(附图中的“ST”)。当单相逆变器电路11停止高频切换时，单相逆变器电路11选择开关元件Q1和Q4导通而开关元件Q2和Q3截止的状态，或开关元件Q1和Q4截止而开关元件Q2和Q3导通的状态，由此仅仅执行必要的极性反转。单相逆变器电路11的输出被滤波器电路21平滑，由此得到所期望的AC输出。
这里，如图17中的右列中所示，升压电路10和单相逆变器电路11交替地执行高频切换。当升压电路10执行升压操作时，单相逆变器电路11停止高频切换，只执行针对DC母线LB的电压的必要极性反转。另一方面，当单相逆变器电路11执行高频切换操作时，升压电路10停止，以允许电路径Lin(图2)上的电压原样地通过。
通过升压电路10和单相逆变器电路11如上所述地交替执行高频切换操作，开关元件Q1至Q4、Qa和Qb执行切换的次数整体减少，因此，开关损失大幅减少。虽然高频切换的频率是例如20kHz，但单相逆变器电路11进行的极性反转的切换频率是100Hz或120Hz，是商用频率的两倍高。也就是说，相比于高频切换的频率，极性反转的频率非常低，因此切换损失也小。
另外，通过升压电路10和单相逆变器电路11交替执行高频切换操作，电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损减少。
另外，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值(327V→283V)的效果，DC母线的电压进一步减小。这样进一步有助于开关损失的减少和电抗器中的铁损的减少。
另外，电容器19只需要平滑切换的高频分量。因此，电容器19不需要具有平滑是系统频率三倍高的低频AC分量的功能。因此，可使用具有低电容(例如，10μF或22μF)的电容器。
图18是以下的波形图：(a)示出从功率转换装置1P输出的U、V、W的相电压和(b)示出相对于三相AC系统3的U-V、V-W、W-U的线间电压。
控制单元3针对各相控制转换装置1，使得从其输出的AC波形的相位彼此移位(2/3)π。即使各相电压包含三次谐波，在线间电压中也抵消了三次谐波，因此具有彼此移位(2/3)π并且获得具有的波峰值的三相线间电压，如正常正弦波的相电压的情况一样。
(波形的第二示例)
类似地，图19和图20是示意性示出在要输出的AC的电压目标值具有图15中示出的波形的情况下的转换装置1的操作的特征的波形图。图19和图20示出相同内容，其中，图19以可视方式特别示出DC输入与AC输出的幅度关系，图20以可视方式特别示出控制的时序。图19中的上级和图20中的左列示出指示没有使用最小调制方法的传统转换装置的操作的波形图，以便进行比较。图19中的下级和图20中的右列示出指示使用最小调制方法的转换装置1(图2)的操作的波形图。
已经参照图16和图17描述了图19中的上级或图20中的左列示出的传统转换装置的操作，因此这里省略对其的描述。
在图19中的下级进行的最小调制方法中，图2中的升压电路10和单相逆变器电路11按照具有AC波形的电压目标值VAC的绝对值和DC输入VDC之间的比较结果进行操作。也就是说，当电压目标值的绝对值满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，升压电路10停止(附图中的“ST”)，并且当电压目标值的绝对值满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，升压电路10执行升压操作(附图中的“OP”)，以输出电压目标值的绝对值。升压电路10的输出的高频分量被电容器19(图2)平滑，并且所得输出作为DC母线LB上示出的电压VB出现。
另一方面，至于单相逆变器电路11，按照电压目标值VAC的绝对值和DC输入VDC之间的比较结果，当满足VAC<VDC(或VAC≤VDC)时，执行高频切换(附图中的“OP”)，并且当满足VAC≥VDC(或VAC>VDC)时，高频切换停止(附图中的“ST”)。当单相逆变器电路11停止高频切换时，单相逆变器电路11选择开关元件Q1和Q4导通而开关元件Q2和Q3截止的状态，或开关元件Q1和Q4截止而开关元件Q2和Q3导通的状态，由此仅仅执行必要的极性反转。单相逆变器电路11的输出被滤波器电路21平滑，由此得到所期望的AC输出。
这里，如图20中的右列中所示，升压电路10和单相逆变器电路11交替地执行高频切换。当升压电路10执行升压操作时，单相逆变器电路11停止高频切换并且只执行针对DC母线LB的电压的必要极性反转。另一方面，当单相逆变器电路11执行高频切换操作时，升压电路10停止，以允许电路径Lin(图2)上的电压原样地通过。
通过升压电路10和单相逆变器电路11如上所述地交替执行高频切换操作，开关元件Q1至Q4、Qa和Qb执行切换的次数整体减少，因此，开关损失大幅减少。虽然高频切换的频率是例如20kHz，但单相逆变器电路11进行的极性反转的切换频率是100Hz或120Hz，是商用频率的两倍高。也就是说，相比于高频切换的频率，极性反转的频率非常低，因此切换损失也小。
另外，通过升压电路10和单相逆变器电路11交替执行高频切换操作，电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损减少。
另外，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值(327V→283V)的效果，DC母线的电压进一步减小。这样进一步有助于开关损失的减少和电抗器中的铁损的减少。
另外，电容器19只需要平滑切换的高频分量。因此，电容器19不需要具有平滑是系统频率三倍高的低频AC分量的功能。因此，可使用具有低电容(例如，10μF或22μF)的电容器。
图21是以下的波形图：(a)示出从功率转换装置1P输出的U、V、W的相电压和(b)示出相对于三相AC系统3的U-V、V-W、W-U的线间电压。
控制单元3针对各相控制转换装置1，使得从其输出的AC波形的相位彼此移位(2/3)π。即使各相电压包含三次谐波，在线间电压中也抵消了三次谐波，因此具有彼此移位(2/3)π并且获得具有的波峰值的三相线间电压，如正常正弦波的相电压的情况一样。
(总结)
如上所述，升压电路10和单相逆变器电路11交替执行高频切换，使得当其中一个执行高频切换时，另一个停止高频切换。在这种情况下，DC母线LB的电压的峰值VB只需要是电压VAC的波峰值，即，
结果，相比于通过单个三相逆变器供应系统电压(线间电压)的情况，DC母线LB的电压减小。另外，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值的效果，DC母线LB的电压进一步减小。
DC母线LB中的电压减小提供了以下优点。首先，开关元件(Q1至Q4、Qa、Qb)中的切换损失减少。另外，电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损减少。另外，对于连接到DC母线LB的开关元件和平滑电容器19，可使用甚至具有低耐压性质的那些。由于具有较低耐压性质的开关元件具有较低的导通电阻，因此导通损失可减小。
另外，由于升压电路10和单相逆变器电路11中的交替高频切换操作，导致开关元件执行切换的次数整体减少，因此，开关损失大幅减少。另外，电抗器(DC电抗器15、AC电抗器22)中的铁损减少。另外，不需要电容器19具有平滑是系统频率三倍高的低频AC分量的功能，因此可使用具有低电容的电容器。
<<功率转换装置的系统互连>>
下文中，将详细描述功率转换装置1P的系统互连。
为了执行系统互连，必须控制输出电流的相位，使得针对相应的相的转换装置1将功率以1的功率因子传送到三相AC系统3。也就是说，必须不仅输出具有与各系统相电源3p的电压相位相符的相位的电压，而且致使各系统相电源3p的电压相位与从对应转换装置1输出的电流的相位相符。
[1.1控制单元]
图3是控制单元12的框图。如图3中所示，控制单元12就功能而言具有控制处理单元30、升压电路控制单元32、逆变器电路控制单元33和求平均处理单元34。
控制单元12的功能中的一些或全部可被配置为硬件电路，或者可由计算机执行的软件(计算机程序)实现。用于实现控制单元12的功能的此软件(计算机程序)被存储在计算机的存储装置(未示出)中。
升压电路控制单元32基于控制处理单元30提供的命令值和检测值，控制升压电路10的开关元件Qa和Qb，由此致使升压电路10输出具有对应于命令值的电流的功率。
逆变器电路控制单元33基于控制处理单元30提供的命令值和检测值，控制逆变器电路11的开关元件Q1至Q4，由此致使逆变器电路11输出具有对应于命令值的电流的功率。
控制处理单元30接收DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin、系统电压检测值Va和逆变器电流检测值Iinv。
控制处理单元30用DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin来计算输入功率Pin和其平均值<Pin>。
控制处理单元30具有以下功能：基于输入功率平均值<Pin>设置DC输入电流命令值Ig*(随后将描述)并且针对光伏板2执行MPPT控制，并且针对升压电路10和单相逆变器电路11执行反馈控制。
DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin被提供到求平均处理单元34和控制处理单元30。
求平均处理单元34具有以下功能：以预定时间间隔对从第一电压传感器17和第一电流传感器18提供的DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin进行取样，计算它们相应的平均值，并且将平均后的DC输入电压检测值Vg和平均后的升压电路电流检测值Iin提供到控制处理单元30。
图4是示出DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin的时间变化的模拟结果示例的曲线图。
DC输入电流检测值Ig是相对于电容器26在输入侧检测到的电流值。
如图4中所示，已发现，DC输入电压检测值Vg、升压电路电流检测值Iin和DC输入电流检测值Ig在系统电压的半周期中变化。
DC输入电压检测值Vg和DC输入电流检测值Ig如图4中所示周期性变化的原因如下。也就是说，升压电路电流检测值Iin按照升压电路10和单相逆变器电路11的操作，在AC周期的半周期中在几乎0A和峰值之间大幅变化。因此，变化分量不可被电容器26完全消除并且DC输入电流检测值Ig被检测作为包含在AC周期的半周期中变化的分量的脉动电流。另一方面，光伏板的输出电压根据输出电流而变化。
因此，DC输入电压检测值Vg中出现的周期变化的周期是从转换装置1输出的AC功率的周期的一半。
求平均处理单元34对DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin求平均，以抑制以上周期性变化的影响。
图5是示出求平均处理单元34对DC输入电压检测值Vg进行求平均的方式的示图。
求平均处理单元34在从定时t1到定时t2的时间段L期间以预定时间间隔Δt对给定的DC输入电压检测值Vg进行多次(图5中用实心点指示的定时)取样，并且计算已经得到的多个DC输入电压检测值Vg的平均值。
这里，求平均处理单元34将时间段L设置成系统相电源3p的周期长度的一半。另外，求平均处理单元34将时间间隔Δt设置成比系统相电源3p的周期长度的一半短得多。
因此，求平均处理单元34可使用尽可能短的取样时间段，准确地得到与系统相电源3p的周期同步周期性变化的DC输入电压检测值Vg的平均值。
取样的时间间隔Δt可被设置成例如系统相电源3p的周期的1/100至1/1000，或20微秒至200微秒。
求平均处理单元34可预先存储时间段L，或者可从第二电压传感器25获取系统电压检测值Va并且基于系统相电源3p的周期来设置时间段L。
这里，时间段L被设置成系统相电源3p的周期长度的一半。如果时间段L被设置成系统相电源3p的周期的一半，则至少可准确地计算DC输入电压检测值Vg的平均值。这是因为，DC输入电压检测值Vg如上所述按照升压电路10和单相逆变器电路11的操作，在系统相电源3p的半周期中周期性变化。
因此，如果需要将时间段L设置得更长，则时间段L可被设置成系统相电源3p的半周期的整数倍，例如，系统相电源3p的半周期的三倍或四倍。因此，可基于周期掌握电压变化。
如上所述，升压电路电流检测值Iin还在系统相电源3p的半周期中周期性变化，如DC输入电压检测值Vg中一样。
因此，求平均处理单元34还通过与图5中示出的DC输入电压检测值Vg相同的方法，计算升压电路电流检测值Iin的平均值。
控制处理单元30顺序地计算各时间段L的DC输入电压检测值Vg的平均值和升压电路电流检测值Iin的平均值。
求平均处理单元34将计算出的DC输入电压检测值Vg的平均值和计算出的升压电路电流检测值Iin的平均值提供到控制处理单元30。
在本示例中，如上所述，求平均处理单元34计算DC输入电压检测值Vg的平均值(DC输入电压平均值<Vg>)和升压电路电流检测值Iin的平均值(升压电路电流平均值<Iin>)，并且使用这些值，控制处理单元30在对光伏板2执行MPPT控制的同时，控制升压电路10和单相逆变器电路11。因此，即使来自光伏板2的DC电流变化成不稳定，控制单元12也可准确地得到光伏板2的输出作为其中已经去除了由于转换装置1的操作而导致的变化分量的DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。结果，变得可以适当执行MPPT控制并且有效抑制光伏板2的发电效率降低。
如上所述，在从光伏板2输出的DC功率的电压(DC输入电压检测值Vg)或电流(升压电路电流检测值Iin)由于转换装置1的操作而变化的情况下，变化的周期与从单相逆变器电路11输出的AC功率的半周期(系统相电源3p的半周期)相符。
在这方面，在本示例中，在被设置成系统相电源3p的周期的长度一半的时间段L期间，以比AC系统的半周期短的时间间隔Δt，均多次对DC输入电压检测值Vg和升压电路电流检测值Iin进行取样，并且从取样的结果，计算DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。因此，即使DC电流的电压和电流周期性变化，也可以用尽可能缩短的取样时间段，准确地计算DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。
控制处理单元30基于以上的输入功率平均值<Pin>来设置DC输入电流命令值Ig*，并且基于设置的DC输入电流命令值Ig*和以上的值来计算针对升压电路10和单相逆变器电路11的相应命令值。
控制处理单元30具有将计算出的命令值提供到升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33并且针对升压电路10和单相逆变器电路11执行反馈控制的功能。
图6是用于说明控制处理单元30针对升压电路10和单相逆变器电路11进行的反馈控制的控制框图。
控制处理单元30包括第一计算部41、第一加法器42、补偿器43和第二加法器44作为用于控制单相逆变器电路11的功能部。
另外，控制处理单元30包括第二计算部51、第三加法器52、补偿器53和第四加法器54作为用于控制升压电路10的功能部。
图7是示出升压电路10和单相逆变器电路11进行的控制处理的流程图。图6中示出的功能部通过执行图7中的流程图中示出的处理，控制升压电路10和单相逆变器电路11。
下文中，将参照图7描述针对升压电路10和单相逆变器电路11进行的控制处理。
首先，控制处理单元30计算当前的输入功率平均值<Pin>(步骤S9)，并且将当前的输入功率平均值<Pin>与之前已经计算出的输入功率平均值<Pin>进行比较，以设置DC输入电流命令值Ig*(步骤S1)。基于以下表达式(1)来计算输入功率平均值<Pin>。
输入功率平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1)
在表达式(1)中，Iin是升压电路电流检测值，Vg是DC输入电压检测值(DC输入电压值)。至于这些值，使用是通过求平均处理单元34求平均的值的DC输入电压平均值<Vg>和升压电路电流平均值<Iin>。
在除了表达式(1)外的与以下示出的控制相关的各表达式中，未被求平均的瞬时值被用于升压电路电流检测值Iin和DC输入电压检测值Vg。
标记<>指示括号中的值的平均值。下文中同样如此。
控制处理单元30将设置的DC输入电流命令值Ig*提供到第一计算部41。
连同DC输入电流命令值Ig*，将DC输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va提供到第一计算部41。
第一计算部41基于以下表达式(2)来计算针对转换装置1的输出电流命令值的平均值<Ia*>。
输出电流命令值的平均值<Ia*>＝<Ig*×Vg>/<Va>...(2)
另外，第一计算部41基于以下表达式(3)来计算输出电流命令值Ia*(输出电流目标值)(步骤S2)。
这里，第一计算部41计算输出电流命令值Ia*作为与系统电压检测值Va具有相同相位的正弦波。
输出电流命令值
如上所述，第一计算部41基于输入功率平均值<Pin>(DC功率的输入功率值)和系统电压检测值Va来计算输出电流命令值Ia*。
接下来，如以下表达式(4)中示出的，第一计算部41计算逆变器电流命令值Iinv*(单向逆变器电路的电流目标值)，逆变器电流命令值Iinv*是用于控制单相逆变器电路11的电流目标值(步骤S3)。
逆变器电流命令值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)
在表达式(4)中，Ca是电容器23(输出平滑电容器)的静电电容，s是拉普拉斯算子(Laplace operator)。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上表达式(4)。
Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)
如果检测到流过电容器23的电流并且用Ica指代检测到的电流，则得到以下表达式。
Iinv*＝Ia*+Ica...(4b)
在表达式(4)、(4a)和4(b)中，右手侧的第二项是在考虑到流过滤波器电路21的电容器23的电流的情况下相加的值。
如以上表达式(3)所示的，将输出电流命令值Ia*计算为具有与系统电压检测值Va相同的相位的正弦波。也就是说，控制处理单元30控制单相逆变器电路11，使得从转换装置1输出的AC功率的电流Ia(输出电流)具有与系统电压(系统电压检测值Va)相同的相位。
在计算逆变器电流命令值Iinv*之后，第一计算部41将逆变器电流命令值Iinv*提供到第一加法器42。
单相逆变器电路11经受基于逆变器电流命令值Iinv*进行的反馈控制。
连同逆变器电流命令值Iinv*，将当前的逆变器电流检测值Iinv提供到第一加法器42。
第一加法器42计算逆变器电流命令值Iinv*和当前的逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且将计算结果提供到补偿器43。
当提供该差异时，补偿器43基于比例系数等，计算逆变器电压参考值Vinv#，逆变器电压参考值Vinv#允许该差异收敛，使得逆变器电流检测值Iinv变成逆变器电流命令值Iinv*。补偿器43将逆变器电压参考值Vinv#提供到逆变器电路控制单元33，由此致使单相逆变器电路11根据逆变器电压参考值Vinv#输出具有电压Vinv的功率。
从单相逆变器电路11输出的被第二加法器44从中减去系统电压检测值Va的功率被提供到AC电抗器22，然后被反馈作为新的逆变器电流检测值Iinv。然后，通过第一加法器42再计算逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且基于如上所述的该差异来控制单相逆变器电路11。
如上所述，单相逆变器电路11经受基于逆变器电流命令值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv进行的反馈控制(步骤S4)。
另一方面，第一计算部41计算出的逆变器电流命令值Iinv*连同DC输入电压检测值Vg和系统电压检测值Va被提供到第二计算部51。
第二计算部51基于以下表达式(5)来计算逆变器输出电压命令值Vinv*(单相逆变器电路的电压目标值)(步骤S5)。
逆变器输出电压命令值Vinv*＝Va+s LaIinv*...(5)
在表达式(5)中，La是AC电抗器的电感，s是拉普拉斯算子。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上表达式(5)。
Vinv*＝Va+La×(d Iinv*/dt)...(5a)
表达式(5)和(5a)中的右手侧的第二项是在考虑到AC电抗器22的两端之间生成的电压的情况下相加的值。
因此，在本示例中，逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)是基于作为用于控制单相逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流命令值Iinv*设置的，使得从单相逆变器电路11输出的AC功率的电流与系统电压检测值Va具有相同的相位。
优选地，在针对三相的AC电抗器22之中，表达式(5)中的电感La是共同的。通过如上所述地设置逆变器输出电压命令值Vinv*，由于升压电路10和单相逆变器电路11二者都基于通过控制单元12设置的逆变器电流命令值Iinv*进行操作，因此即使执行操作以便在这两个电路之间交替切换高频切换时间段，也可抑制从各转换装置1输出的AC电流中出现相位偏移或失真。
在计算逆变器输出电压命令值Vinv*之后，第二计算部51将DC输入电压检测值Vg与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值进行比较，并且确定较大的一个作为升压电路电压目标值Vo*，如以下表达式(6)所示的(步骤S6)。
升压电路电压目标值Vo*＝Max(Vg，Vinv*的绝对值)…(6)
另外，第二计算部51基于以下表达式(7)计算升压电路电流命令值Iin*(步骤S7)。
升压电路电流命令值Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/Vg...(7)
在表达式(7)中，C是电容器19(平滑电容器)的静电电容，s是拉普拉斯算子。
使用相对于时间t的导数，如下地表达以上表达式(7)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/Vg...(7a)
如果检测到流过电容器19的电流并且用Ic指代检测到的电流，则得到以下表达式。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/Vg...(7b)
在表达式(7)、(7a)和(7b)中，与逆变器电流命令值Iinv*和逆变器输出电压命令值Vinv*的乘积的绝对值相加的值是在考虑到流过电容器19的无功功率的情况下相加的值。也就是说，因除了逆变器电路11的功率目标值外，还考虑无功功率，允许更准确地计算Iin*的值。
另外，如果预先测量功率转换装置1P的功率损失PLOSS，则可如下地表达以上表达式(7a)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+PLOSS}/Vg...(7c)
类似地，可如下地表达以上表达式(7b)。
Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+PLOSS}/Vg...(7d)
在这种情况下，因除了逆变器电路11的功率目标值之外，还考虑无功功率和功率损失PLOSS，允许更严格地计算Iin*的值。
如果电容器19的静电电容C和功率损失PLOSS充分小于(Iinv*×Vinv*)，则得到以下表达式(8)。通过使用该表达式(8)，可简化计算处理并且可缩短计算时间。
升压电路电流命令值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(8)
在计算升压电路电流命令值Iin*之后，第二计算部51将升压电路电流命令值Iin*提供到第三加法器52。
升压电路10经受基于升压电路电流命令值Iin*进行的反馈控制。
连同升压电路电流命令值Iin*，将当前的升压电路电流检测值Iin提供到第三加法器52。
第三加法器52计算升压电路电流命令值Iin*和当前的升压电路电流检测值Iin之间的差异，并且将计算结果提供到补偿器53。
当提供以上差异时，补偿器53基于比例系数等，计算升压电路电压参考值Vbc#，升压电路电压参考值Vbc#允许该差异收敛，使得升压电路电流检测值Iin变成升压电路电流命令值Iin*。补偿器53将升压电路电压参考值Vbc#提供到升压电路控制单元32，由此致使升压电路10根据升压电路电压参考值Vbc#输出具有电压Vo的功率。
从升压电路10输出的被第四加法器54从中减去DC输入电压检测值Vg的功率被提供到DC电抗器15，然后被反馈作为新的升压电路电流检测值Iin。然后，通过第三加法器52再计算升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin之间的差异，并且基于如上所述的该差异来控制升压电路10。
如上所述，升压电路10经受基于升压电路电流命令值Iin*和升压电路电流检测值Iin进行的反馈控制(步骤S8)。
在以上步骤S8之后，控制处理单元30基于以上表达式(1)来计算当前的输入功率平均值<Pin>(步骤S9)。
基于与之前已经计算的输入功率平均值<Pin>进行的比较，控制处理单元30设置DC输入电流命令值Ig*，使得输入功率平均值<Pin>变成最大值(跟随最大功率点)。
因此，控制处理单元30在对光伏板2执行MPPT控制的同时，控制升压电路10和单相逆变器电路11。
如上所述，控制处理单元30通过电流命令值，对单相逆变器电路11和升压电路10执行反馈控制。
图8是以下的曲线图：(a)示出在控制处理单元进行的上述反馈控制中计算的升压电路电流命令值Iin*和按照升压电路电流命令值Iin*执行控制时得到的升压电路电流检测值Iin的模拟结果示例，和(b)示出在控制处理单元进行的上述反馈控制中计算的升压电路电压目标值Vo*和按照升压电路电压目标值Vo*执行控制时得到的升压电路电压检测值Vo的模拟结果示例。
如图8的(a)中所示，已发现，控制处理单元30遵循升压电路电流命令值Iin*来控制升压电路电流检测值Iin。
如图8的(b)中所示，由于通过以上表达式(6)计算升压电路电压目标值Vo*，因此升压电路电压目标值Vo*变化，以遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段期间的逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且遵循其他时间段期间的DC输入电压检测值Vg。
已发现，控制处理单元30遵循升压电路电压目标值Vo*来控制升压电路电压检测值Vo。
图9是示出逆变器输出电压命令值Vinv*的示例的示图。在图9中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。虚线指示系统相电源3p的电压波形，实线指示逆变器输出电压命令值Vinv*的波形。
转换装置1通过根据图7中的流程图进行的控制，使用图9中示出的逆变器输出电压命令值Vinv*作为电压目标值来输出功率。
因此，转换装置1输出具有根据图9中示出的逆变器输出电压命令值Vinv*的波形的电压的功率。
如图9中所示，两个波形具有几乎相同的电压值和相同的频率，但逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先于系统相电源3p的电压的相位几度。
本示例的控制处理单元30致使在如上所述对升压电路10和单相逆变器电路11执行反馈控制的同时，逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先于系统相电源3p的电压的相位大约3度。
致使逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先于系统相电源3p的电压的相位的角的度数可以是几度，并且如后所述，角的度数被设置在使与系统相电源3p的电压波形的差异的电压波形的相位领先于系统相电源3p的电压波形的相位几乎90度的这样范围内。例如，相位领先角的度数被设置成大于0度且小于10度。
如以上表达式(5)所示，通过系统电压检测值Va、AC电抗器22的电感La和逆变器电流命令值Iinv*来确定相位领先角的度数。在这些值之中，系统电压检测值Va和AC电抗器22的电感La是固定值，而并非控制目标。因此，通过逆变器电流命令值Iinv*来确定相位领先角的度数。
如以上表达式(4)所示，通过输出电流命令值Ia*来确定逆变器电流命令值Iinv*。随着输出电流命令值Ia*增大，逆变器电流命令值Iinv*的相位领先分量增大，并且逆变器输出电压命令值Vinv*的领先角(相位领先角)增大。
由于通过以上表达式(2)计算输出电流命令值Ia*，因此通过DC输入电流命令值Ig*来调节相位领先角。
本示例的控制处理单元30设置DC输入电流命令值Ig*，使得逆变器输出电压命令值Vinv*的相位领先于系统相电源3p的电压的相位大约3度，如上所述。
[1.2对升压电路和单相逆变器电路的控制]
升压电路控制单元32控制升压电路10的开关元件Qa和Qb。逆变器电路控制单元33控制单相逆变器电路11的开关元件Q1至Q4。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33分别生成升压电路载波和逆变器电路载波，并且分别用升压电路电压参考值Vbc#和逆变器电压参考值Vinv#来调制这些载波，以生成用于驱动各开关元件的驱动波形，升压电路电压参考值Vbc#和逆变器电压参考值Vinv#是控制处理单元30提供的命令值。
升压电路控制单元32和逆变器电路控制单元33基于驱动波形来控制各开关元件，由此致使升压电路10和单相逆变器电路11分别输出具有接近于升压电路电流命令值Iin*和逆变器电流命令值Iinv*的电流波形的AC功率。
在图10中，(a)是示出升压电路载波和升压电路参考值Vbc#的波形之间的比较。在图10的(a)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。在图10的(a)中，为了便于理解，相比于实际波长，升压电路载波的波长被延长。
通过升压电路控制单元32生成的升压电路载波是具有最小值“0”的三角波，并且具有控制处理单元30提供的升压电路电压目标值Vo*处设置的幅度A1。
升压电路控制单元32按照来自控制处理单元30的控制命令来设置升压电路载波的频率，以实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化，以便遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间的逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且遵循其他时间段期间的DC输入电压检测值Vg。因此，升压电路载波的幅度A也按照升压电路电压目标值Vo*来变化。
升压电路电压参考值Vbc#的波形(下文中，可被称为升压电路参考波Vbc#)对应于控制处理单元30基于升压电路电流命令值Iin*计算出的值，并且具有逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间的正值。在时间段W期间，升压电路参考波Vbc#具有接近于通过升压电路电压目标值Vo*建立的波形的形状的波形，并且与升压电路载波交叉。
升压电路控制单元32将升压电路载波与升压电路参考波Vbc#进行比较，并且生成驱动波形，该驱动波形用于驱动开关元件Qb使其在作为DC电抗器15两端之间的电压的目标值的升压电路参考波Vbc#等于或大于升压电路载波的时间段期间导通，并且在升压电路参考波Vbc#等于或小于载波的时间段期间截止。
在图10中，(b)示出升压电路控制单元32生成的用于驱动开关元件Qb的驱动波形。在图10的(b)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。图10的(b)中的水平轴与图10的(a)中的水平轴相符。
驱动波形指示开关元件Qb的切换操作。当向开关元件Q提供驱动波形时，致使开关元件Q按照驱动波形来执行切换操作。驱动波形形成在电压是0V时截止开关元件并且在电压是正电压时导通开关元件的控制命令。
升压电路控制单元32生成驱动波形，使得在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间，执行切换操作。因此，在绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的范围中，控制开关元件Qb，以停止切换操作。
通过作为三角波的升压电路载波的截取来确定各脉冲宽度。因此，在电压较高的部分，脉冲宽度较大。
如上所述，升压电路控制单元32用升压电路参考波Vbc#来调制升压电路载波，以生成代表用于切换的脉冲宽度的驱动波形。升压电路控制单元32基于所生成的驱动波形，对升压电路10的开关元件Qb执行PWM控制。
从用于开关元件Qb的驱动波形反转而成的驱动波形被用于开关元件Qa。为了防止开关元件Qb和开关元件Qa同时传导电流，在用于开关元件Qa的驱动脉冲从OFF转变成ON的部分处，设置大约1毫秒的停滞时间(dead time)。
在图11中，(a)是示出逆变器电路载波和逆变器电压参考值Vinv#的波形之间的比较的曲线图。在图11的(a)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。另外，在图11的(a)中，为了便于理解，相比于实际波长，逆变器电路载波的波长被延长。
通过逆变器电路控制单元33生成的逆变器电路载波是幅度中心处于0V的三角波，并且其一侧幅度被设置成升压电路电压目标值Vo*(电容器23的电压目标值)。因此，逆变器电路载波具有其幅度A2是DC输入电压检测值Vg两倍大的时间段和幅度A2是系统相电源3p的电压两倍大的时间段。
逆变器电路控制单元33按照来自控制处理单元30等的控制命令来设置其频率，以实现预定的占空比。
如上所述，升压电路电压目标值Vo*变化，以便遵循逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1期间的逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值，并且遵循其他时间段(即，时间段W2)期间的DC输入电压检测值Vg。因此，逆变器电路载波的幅度A2也按照升压电路电压目标值Vo*来变化。
逆变器电压参考值Vinv#的波形(下文中，可被称为逆变器电路参考波Vinv#)对应于控制处理单元30基于逆变器输出电流命令值Iinv*计算出的值，并且被设置成具有与系统相电源3p的电压幅度相同的幅度。因此，逆变器电路参考波Vinv#在电压值在-Vg和+Vg之间的范围中与升压电路载波交叉。
逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波与逆变器电路参考波Vinv#进行比较，并且生成驱动波形，该驱动波形用于驱动开关元件Q1至Q4使其在作为电压目标值的逆变器电路参考波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时间段期间导通并且在逆变器电路参考波Vinv#等于或小于载波的时间段期间截止。
在图11中，(b)示出逆变器电路控制单元33生成的用于驱动开关元件Q1的驱动波形。在图11的(b)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。图11的(b)中的水平轴与图11的(a)中的水平轴相符。
逆变器电路控制单元33生成驱动波形，使得在逆变器电路参考波Vinv#的电压在-Vg和+Vg之间的范围W2中，执行切换操作。因此，在其他范围中，控制开关元件Q1，以停止切换操作。
在图11中，(c)示出逆变器电路控制单元33生成的用于驱动开关元件Q3的驱动波形。在图11的(c)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。
逆变器电路控制单元33将载波与从逆变器电路参考波Vinv#反转而成的图11的(a)中的虚线所指示的波形进行比较，以生成用于开关元件Q3的驱动波形。
另外，在这种情况下，逆变器电路控制单元33生成驱动波形，使得在逆变器电路参考波Vinv#(其反转而成的波形)的电压在-Vg和+Vg之间的范围W2中，执行切换操作。因此，在其他范围中，控制开关元件Q3，以停止切换操作。
逆变器电路控制单元33生成从用于开关元件Q1的驱动波形反转而成的波形作为用于开关元件Q2的驱动波形，并且生成从用于开关元件Q3的驱动波形反转而成的波形作为用于开关元件Q4的驱动波形。
如上所述，逆变器电路控制单元33用逆变器电路参考波Vinv#调制逆变器电路载波，以生成代表用于切换的脉冲宽度的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于所生成的驱动波形，对单相逆变器电路11的开关元件Q1至Q4执行PWM控制。
本示例的升压电路控制单元32致使升压电路10输出功率，使得流入DC电抗器15中的电流与升压电路电流命令值Iin*相符。结果，致使升压电路10在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或大于DC输入电压检测值Vg的时间段W1(图10)期间执行切换操作。升压电路10在时间段W1期间，输出具有等于或大于DC输入电压检测值Vg并且接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值的电压的功率。另一方面，在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值大体等于或小于DC输入电压检测值Vg的时间段期间，升压电路控制单元32停止升压电路10的切换操作。因此，在绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时间段期间，升压电路10向单相逆变器电路11输出从光伏板2输出的DC功率，而没有将DC功率的电压升压。
本示例的逆变器电路控制单元33致使单相逆变器电路11输出功率，使得流入AC电抗器22的电流与逆变器电流命令值Iinv*相符。结果，致使单相逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*大体在-Vg和+Vg之间的时间段W2(图11)期间执行切换操作。也就是说，致使单相逆变器电路11在逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值等于或小于DC输入电压检测值Vg的时间段期间执行切换操作。
因此，在升压电路10停止切换操作的同时，单相逆变器电路11执行切换操作，以输出接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的AC功率。
由于逆变器电路参考波Vinv#和逆变器输出电压命令值Vinv*彼此接近于，因此在图11的(a)中，它们彼此重叠。
另一方面，在逆变器输出电压命令值Vinv*的电压大体在-Vg和+Vg之间的时间段W2外的时间段中，逆变器电路控制单元33停止单相逆变器电路11的切换操作。在这个时间段期间，经过升压电路10升压的功率被提供到单相逆变器电路11。因此，其切换操作停止的单相逆变器电路11输出升压电路10提供的功率，而没有将其电压降压。
也就是说，本示例的转换装置1致使升压电路10和单相逆变器电路11执行切换操作，以便在其间进行交替切换，并且将它们各自的输出功率彼此叠加，由此输出具有接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC功率。
因此，在本示例中，执行控制，使得升压电路10在输出与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值高于DC输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下操作，并且单相逆变器电路11在输出与逆变器输出电压命令值Vinv*的绝对值低于DC输入电压检测值Vg的部分对应的电压的情况下操作。因此，由于单相逆变器电路11没有将经过升压电路10升压的功率降压，因此电压降压的电势差可减小，由此减少由于升压电路切换而导致的损失并且可更加有效地输出AC功率。
另外，由于升压电路10和单相逆变器电路11基于通过控制单元12设置的逆变器输出电压命令值Vinv*(电压目标值)进行操作，因此可抑制输出的以便交替切换的升压电路的功率和单相逆变器电路的功率之间的偏差或失真的出现。
图12是示出用于开关元件的参考波和驱动波形的示例和从转换装置1输出的AC功率的电流波形的示例的示图。
图12从最上侧起示出了用于单相逆变器电路的参考波Vinv#和载波、用于开关元件Q1的驱动波形、用于升压电路的参考波Vbc#和载波、用于开关元件Qb的驱动波形、和从转换装置1输出的AC功率的电流波形的命令值和实际测量值的曲线图。这些曲线图的水平轴指示时间，并且彼此相符。
如图12中所示，已发现，控制输出电流，使得其实际测量值Ia与命令值Ia*相符。
另外，已发现，控制升压电路10的开关元件Qb执行切换操作的时间段和单相逆变器电路11的开关元件Q1至Q4执行切换操作的时间段，使得大体在其间进行交替切换。
在本示例中，如图8的(a)中所示，控制升压电路，使得流入DC电抗器15中的电流与基于以上表达式(7)计算的电流命令值Iin*相符。结果，升压电路和单相逆变器电路的电压具有如图8的(b)中所示的波形，并且变得可以执行此操作，使得升压电路10和单相逆变器电路11的高频切换操作具有各自的停止时间段并且大体交替地执行切换操作。
[1.3输出的AC功率的电流相位]
本示例的升压电路10和单相逆变器电路11通过控制单元12进行的控制，将具有接近于逆变器输出电压命令值Vinv*的电压波形的AC功率输出到连接在后一级的滤波器电路21。转换装置1经由滤波器电路21将AC功率输出到系统相电源3p。
这里，通过控制处理单元30生成逆变器输出电压命令值Vinv*，使其具有领先于系统相电源3p的电压相位几度的电压相位，如上所述的。
因此，升压电路10和单相逆变器电路11输出的AC电压也具有领先于系统相电源3p的电压相位几度的电压相位。
结果，来自升压电路10和单相逆变器电路11的AC电压被施加到滤波器电路21的AC电抗器22(图2)的一端，并且系统相电源3p的电压被施加到另一端。因此，相位彼此移位几度的电压被施加到AC电抗器22的相应的端部。
在图13中，(a)是示出从单相逆变器电路11、系统相电源3p输出的AC电压和AC电抗器22两端之间的电压的电压波形的曲线图。在图13的(a)中，垂直轴指示电压并且水平轴指示时间。
如图13的(a)中所示，当相位彼此移位几度的电压被施加到AC电抗器22的相应的端部时，AC电抗器22两端之间的电压等于施加到AC电抗器22的相应的端部并且具有彼此移位几度的相位的电压之间的差异。
因此，如图13的(a)中所示，AC电抗器22两端之间的电压的相位领先于系统相电源3p的电压的相位达90度。
在图13中，(b)是示出流入AC电抗器22中的电流的波形的曲线图。在图13的(b)中，垂直轴指示电流并且水平轴指示时间。图13的(b)中的水平轴与图13的(a)中的水平轴相符。
AC电抗器22的电流相位落后于其电压相位90度。因此，如图13的(b)中所示，通过AC电抗器22输出的AC功率的电流相位与系统相电源3p的相电压的相位同步。
因此，虽然从单相逆变器电路11输出的电压的相位领先于系统相电源3p的相位几度，但从单相逆变器电路11输出的电流的相位与系统相电源3p的相电压的相位相符。
因此，如图12中的最靠下曲线图中所示的，从转换装置1输出的电流波形的相位与系统相电源3p的电压相位相符。
结果，可输出与系统相电源3p的电压同相位的AC电流，由此可抑制AC功率的功率因子的减小。
<<与光伏板组合的示例>>
图22是示出使用例如每个相五个聚光光伏(CPV)面板2C(即，总共十五个聚光光伏板2C)的三相AC电源装置100的示意性连接示图。各聚光光伏板2C具有诸如布置成矩阵的多个菲涅尔透镜的光学系统，以将太阳光聚集到对应的太阳能电池单元上，并且发电。另外，各聚光光伏板2C在背面具有跟踪驱动装置(未示出)，因此聚光光伏板2C被配置为在白天里一直指向太阳。
各聚光光伏板2C设置有转换装置1(功率调节器)。如果转换装置1的输出的各相并联连接以得到发电的大输出并且实现与三相AC系统3的系统互连，则可得到光伏电站。此光伏电站可在白天里执行高输出的相对稳定的发电，同时抑制功率损失。
<<其他>>
在上述的三相AC电源装置100的实施例中，已经示出使用光伏板作为DC电源的示例。然而，DC电源不限于此。例如，可使用蓄电池或者可结合使用光伏发电和蓄电池作为DC电源。在结合蓄电池的情况下，可用光伏板的输出将蓄电池充电，并且可在白天里用来自光伏板的功率并且在夜间用来自蓄电池的功率来供应三相AC系统。
在转换装置1(功率转换装置1P)中，如果使用蓄电池替代光伏板2，则还可以从三相AC系统3接收功率并且将DC功率输出到第一DC电源、第二DC电源和第三DC电源。也就是说，如果单相逆变器电路11的电流目标值(Iinv*)的相位和电压目标值(Vinv*)的相位彼此移位180度，则还可以通过电流目标值(Iin*)的相同控制，执行从三相AC系统3到各DC电源的反转方向上的输出。
已经验证，可使用实际机器得到与以上实施例中的各模拟相同的结果。
要注意，本文中公开的实施例在所有方面仅仅是示例性的，而不应该被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求书的范围限定，旨在包括与权利要求书的范围和该范围内的所有修改形式等同的含义。
参考符号列表
1 转换装置
1P 功率转换装置
2 光伏板(DC电源)
2C 聚光光伏板
3 三相AC系统
3p 系统相电源
10 升压电路
11 单相逆变器电路
12 控制单元
15 DC电抗器
17 第一电压传感器
18 第一电流传感器
19 电容器
21 滤波器电路
22 AC电抗器
23 电容器
24 第二电流传感器
25 第二电压传感器
26 电容器
30 控制处理单元
32 电路控制单元
33 电路控制单元
34 求平均处理单元
41 第一计算部
42 第一加法器
43 补偿器
44 第二加法器
51 第二计算部
52 第三加法器
53 补偿器
54 第四加法器
100 三相AC电源装置
200 功率转换装置
201 光伏板
202 电容器
203 升压电路
204 DC母线
205 平滑电路
206 电容器
207 三相逆变器电路
208至210 AC电抗器
211至213 电容器
220 三相AC系统
LB DC母线
Lin 电路径
Q1至Q4、Qa、Qb 开关元件
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