一种无刷直流电机换相转矩脉动的抑制方法与流程

本发明涉及无刷直流电机控制技术领域，详细的讲是一种通过控制电机在传统换相时刻之前一段时间进行换相，并在换相期间对三相电压同时调制来抑制无刷直流电机换相转矩脉动的控制方法。

背景技术：

无刷直流电机凭借着功率密度大，结构稳定，控制简单等一系列优点在生产生活中得到了广泛的应用。但是由于电机在运转过程中会产生较大的换相转矩脉动，限制了直流无刷电机在高精度要求场合的应用。解决这一问题成为了很多学者的研究重点和难点。

无刷直流电机产生换相转矩脉动的原因主要有两点：换相过程中开通相与关断相电流变化率不同以及电流波形滞后反电动势波形引起的转矩下降，大部分的研究都是从这两点入手去消除无刷直流电机的换相转矩脉动。有的提出了保持非换相绕组换相前后施加电压不变的方法抑制换相转矩脉动。但是只分析了换相前后两个状态，并未考虑到换相期间电流会有波动的情况。有的提出了在换相期间对三相同时进行PWM调制的策略以保证换相期间开通相和关断相电流变化率相等。但由于在求解时需要按照转速将占空比分类讨论，计算较复杂，不易实现。有的提出了在每两相之间插入缓冲区的超前换相策略。但是该方法需要改动hall传感器安装位置且只对某一固定的负载有效。还有的从电机控制电路的拓扑结构入手，提出了一种新的电路结构，以实现超前换相的角度在任意电机转速和负载下都能达到最佳。但是需要改变控制电路结构，较为复杂且成本较高。

技术实现要素：

发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种无需改变控制电路的拓扑结构，对转速及负载变化的适应范围宽，提高电机输出功率的无刷直流电机换相转矩脉动的抑制方法。

本发明解决上述现有技术的不足所采用的技术方案是：

一种无刷直流电机换相转矩脉动的抑制方法，该方法适用于H-PWM-L-ON的控制策略，其特征在于包括如下步骤：

1)、在电机控制器中逆变器驱动信号的每次PWM周期结束后进入中断；

2)、进入中断后，采集电机三相电流和hall信号的值，根据电机的hall位置判断下次换相是逆变器的上桥或者下桥；

3)、如果判断为上桥换相，根据公式：求得逆变器上桥下次换相提前的周期数；如果判断为下桥换相，根据公式：求得逆变器下 桥下次换相提前的周期数；

4)、采集电机运转过程中上一次霍尔信号持续时间内的PWM周期数n₁；和当前霍尔信号已持续时间内的PWM周期数n₂；

5)、当n₁-n₂大于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，不进入换相阶段，按照正常的二二导通方式控制各个开关管的通断；当n₁-n₂小于或等于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，进入换相阶段：(1)上桥换相——非换相相占空比保持1不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比d，关断相的占空比变为d_off；(2)下桥换相——非换相相占空比保持d不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比1，关断相的占空比变为d_off；

6)、换相持续周期数为逆变器提前换相周期数的二倍。

式中L_M为电机三相绕组等效电感，R为三相绕组的电阻，U_d为电源电压，d为非换相相占空比，T_s为PWM周期，I为采集到的非换相相电流，d_off为电机关断相在换相期间的占空比，其值小于关断相换相之前的占空比值，本文实验中设定d_off为关断相换相之前占空比值的0.7倍，即上桥换相时d_off＝0.7d,下桥换相时d_off＝0.7。

本发明中所述的驱动逆变器为驱动电机工作的逆变器。

本发明中中断程序的执行和PWM计数是同时进行且相互不影响的。

本发明通过让电机提前换相，保证相电流的中心与反电动势的中心重合以减小电流滞后，抑制了转矩脉动，提高了电机输出功率。本发明无需改变控制电路的拓扑结构，对转速及负载变化的适应范围宽，提高了电机的输出功率。

本发明使用的电机为4对极，额定转速为3000r/min，额定电压为24V，电感为0.75mH，保持力矩0.2N·M。经过实验，验证了本发明中方法的有效性。

附图说明

图1为无刷直流电机主电路等效图；

图2为理想情况下无刷直流电机反电动势与相电流波形图；

图3为常规方法换相下无刷直流电机反电动势与相电流波形图；

图4为本发明方法下的无刷直流电机反电动势与相电流波形图；

图5为上桥换相期间的超前换相实现方法；

图6为上桥换相期间电流回路示意图，其中(a)为VT1、VT5、VT6全部打开时的电流回路，(b)为VT1、VT6打开，VT5关断，C相通过VD2续流时的电流回路，(c)为VT6打开，VT1、VT5关断，A、C相分别通过VD4、VD2续流时的电流回路；

图7为下桥换相期间的超前换相实现方法；

图8为上桥换相期间电流回路示意图，其中(a)为VT1、VT6、VT2全部打开时的电流回路，(b)为VT1、VT2打开，VT6关断，B相通过VD3续流时的电流回路，(c)为VT2打开，VT1、VT6关断，A、B相分别通过VD4、VD3续流时的电流回路；

图9为本发明的中断流程示意图；

图10为占空比为0.7，负载0.12N·M时的电压电流波形图，其中(a)为传统方法下的电压电流波形图，(b)为本发明方法下的电压电流波形图；

图11为占空比为0.7，负载0.2N·M时的电压电流波形图，其中(a)为传统方法下的电压电流波形图，(b)为本发明方法下的电压电流波形图；

图12为占空比为0.9，负载0.2N·M时的电压电流波形图，其中(a)为传统方法下的电压电流波形图，第二幅图为本发明方法下的电压电流波形图；

图13为0.12N·M负载时在不同占空比下的输出功率曲线；

具体实施方式

一种无刷直流电机换相转矩脉动的抑制方法，该方法适用于H-PWM-L-ON的控制策略，其特征在于包括如下步骤：

本发明中所述的驱动逆变器为驱动电机工作的逆变器。

1)、在电机控制器中逆变器驱动信号的每次PWM周期结束后进入中断；

2)、进入中断后，采集电机三相电流和hall(霍尔)信号的值，根据电机的hall位置判断下次换相是逆变器的上桥或者下桥；

3)、如果判断为上桥换相，根据公式：求得逆变器上桥下次换相提前的周期数；如果判断为下桥换相，根据公式：求得逆变器下桥下次换相提前的周期数；

4)、采集电机运转过程中、电机上一次霍尔信号持续时间内的PWM周期数n₁；和当前霍尔信号已持续时间内的PWM周期数n₂；

5)、当n₁-n₂大于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，不进入换相阶段，按照正常的二二导通方式控制各个开关管的通断；当n₁-n₂小于或等于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，进入换相阶段：(1)上桥换相——非换相相占空比保持1不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比d，关断相的占空比变为d_off；(2)下桥换相——非换相相占空比保持d不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比1，关断相的占空比变为d_off；

6)、换相持续周期数为逆变器上桥或下桥提前换相周期数的二倍。

式中L_M为电机三相绕组等效电感，R为三相绕组的电阻，U_d为电源电压，d为非换相相占空比，T_s为PWM周期，I为采集到的非换相相电流，d_off为电机关断相在换相期间的占空比，其值小于关断相换相之前的占空比值，可以根据电机的具体特性进行调整以找到效果最佳的值，本文实验中设定d_off为关断相换相之前占空比值的0.7倍，即上桥换相时d_off＝0.7d,下桥换相时d_off＝0.7。

本发明中中断程序的执行和PWM计数是同时进行且相互不影响的。

本发明通过让电机提前换相，保证相电流的中心与反电动势的中心重合以减小电流滞后，抑制了转矩脉动，提高了电机输出功率。本发明无需改变控制电路的拓扑结构，对转速及负载变化的适应范围宽，提高了电机的输出功率。

本发明使用的电机为4对极，额定转速为3000r/min，额定电压为24V，电感为0.75mH，保持力矩0.2N·M。经过实验，验证了本发明中方法的有效性。

本发明的方法理论依据如下：

换相转矩脉动抑制策略的理论依据

图1是无刷直流电机星形连接三相桥式主电路图，也是现在无刷直流电机普遍采用的一种控制电路。电机采用二二导通方式，通过控制上下桥六个开关管的通断实现电机的换相。

在电机运转过程中，电机的瞬时转矩可由电枢绕组的电磁功率求得：

式中，e_A、e_B、e_C为A、B、C三相绕组的反电动势；i_A、i_B、i_C为A、B、C三相绕组的电流；Ω为转子的机械角速度。

图2是理想的反电动势和相电流波形，图3是常规方法换相时的反电动势和相电流波形，常规方法即检测到霍尔信号变化就会直接关断关断相并打开开通相的方法。图4是本发明提出方法下的反电动势和相电流波形。将图2与图3对比可以看出，在实际换相时，开通相的电流并不会瞬间增长到目标值I，同样的关断相也不会瞬间突变到0，这样就造成了相电流的变化滞后于关断相的反电动势。同时由于假设在换相过程中关断相的电流切出的速度一定会比开通相电流的切入速度快，所以在换相结束后，非换相相电流一定会下降，假设反电动势在换相过程中保持不变，那么根据式(1)，转矩也会下降，这样就会导致电机转矩出现较大的波动。同时由于电流的滞后，导致在反电动势最大的时候电流还处于变化中，没能充分利用反电动势，所以还会导致电机的有效转矩下降。要解决这个问题，可以如图3中所示将开通相提前导通，将关断相提前关断，并保证电流平坦部分的中心与反电动势平坦部分的中心 重合，这样不止能减小电流滞后的时间，抑制转矩脉动，还能最大程度的利用反电动势。

2.换相转矩脉动抑制策略的实现

如图4所示，要实现这一策略，就需要让开通相提前开始导通，同时让关断相提前关断。但是为了使整个过程可控，不会将关断相直接关断，而是对其进行PWM调制，同时对其余两相同时进行PWM调制。调制的占空比遵循如下原则：非换相相占空比保持不变，开通相占空比由0变为关断相在非换相时刻的占空比，关断相的占空比为一个小于其换相前占空比的变量d_off。

这段调制的时间就是换相持续的时间，而提前换相时间就是这段时间的一半。

由于非换相时刻采用的是H-PWM-L-ON的控制策略，也就是上桥采用PWM调制，下桥保持全开的调制策略，所以在上桥和下桥换相时，提前的时间是不同的，下面会分别举例进行求解。

(1)上桥换相

图5给出了以CB换相到AB为例的换相过程。在CB状态还剩时间t_r时开始进行换相，持续到进入AB状态时间t_r后结束。换相过程中，非换相相B占空比保持与换相前一样，均为1，开通相A占空比变为非换相时刻关断相的占空比d，关断相C占空比变为d_off。在此过程中，关断相电流i_C由I下降为0，开通相电流i_A由0上升为0.8I，非换相相由-I变为-0.8I，相应的电流波形如图5所示。

在换相区间内，由于三相同时参与调制，每一个PWM周期根据各相开关管通断情况可以被分为三部分。当C、A两相开关管同时打开时，其电流回路如图6(a)，电流分为两路：电源正极流出，经过VT1、A相绕组、B相绕组、VT6进入电源负极；电源正极流出，经过VT5、C相绕组、B相绕组、VT6进入电源负极。当C相开关管关断、A相开关管打开时，其电流回路如图6(b)，电流也是两路：电源正极流出，经过VT1、A相绕组、B相绕组、VT6进入电源负极；经过C相绕组、B相绕组、VT6以及VD2进行续流。当C、A两相开关管同时关断时，其电流回路如图6(c)，电流回路也是两路：电流经过A相绕组、B相绕组、VT6以及VD4进行续流；经过C相绕组、B相绕组、VT6以及VD2进行续流。

根据图6可以得到换相过程的等效电压方程：

式中L_M为电机等效电感，U_d为电源电压，U_N为中性点电压，R为电机各相绕组的电阻,e_A，e_B，e_C分别是三相绕组的反电动势。

考虑到电机绕组的固有结构，换相过程中总能满足：

e_A＝-e_B＝e_C＝E (3)

式中E为三相绕组反电动势的绝对值。

无刷直流电机在非换相时刻稳定运行时满足：

U_dd＝2(IR+E) (4)

考虑到基尔霍夫电流定律，满足：

i_A+i_B+i_C＝0 (5)

结合式(2)-(6)可以得到换相过程三相电流变化率：

式中和为各相电流在换相过程中的平均值。

由于换相前后电流会变小，假设换相前的C相电流为I，在换相过程中变为0，A相电流由0变为0.8I，并在换相结束后逐渐增至I，B相电流在换相过程中由-I变为-0.8I，并在换相结束后逐渐变为-I。假设电流变化过程均为线性的，则在换相过程中，三相电流平均值如下：

将式(8)代入式(7)可以得到换相区间内的各相电流的变化率：

由于在换相过程中，A、C两相电流变化之和为1.8I，所以可以根据式(10)求得换相过程持续时间：

由于d_off<d,这样肯定是正值，而中电阻电流的乘积相较于(2d_off-2d)U_d很小， 几乎不会影响(2d_off-2d)U_d+0.5IR的正负，所以一般为负值，将式(9)代入式(10)：

所以换相所应该提前的PWM周期数是：

(2)下桥换相

图7给出了以AB换相到AC为例的换相过程。在AB状态还剩时间t_r时开始进行换相，持续到进入AC状态时间t_r后结束。换相过程中，非换相相A占空比保持与换相前一样，均为d，开通相C占空比变为非换相时刻下桥的占空比1，关断相B占空比变为d_off。在此过程中，关断相电流i_B由-I变为0，开通相电流i_C由0变为-0.8I，非换相相电流i_A由I变为0.8I，相应的电流波形如图7所示。

在换相区间内，由于三相同时参与调制，假设关断相B相的占空比d_off<d,则每一个PWM周期根据各相开关管通断情况可以被分为三部分。当B、A两相开关管同时打开时，其电流回路如图8(a)，电流分为两路：电源正极流出，经过VT1、A相绕组、B相绕组、VT6进入电源负极；电源正极流出，经过VT1、A相绕组、C相绕组、VT2进入电源负极。当B相开关管关断、A相开关管打开时，其电流回路如图8(b)，电流也是两路：电流经过VT1、A相绕组、B相绕组、VD3进行续流；电源正极流出，经过VT1、A相绕组、C相绕组、VT2进入电源负极。当B、A两开关管相同时关断时，其电流回路如图8(c)，电流回路也是两路：A相绕组、B相绕组、VD3、电源正极、电源负极、VD4进行续流；电流经过VD4、A相绕组、C相绕组、VT2进行续流。

根据图8可以得到换相过程的等效电压方程：

考虑到电机绕组的固有结构，换相过程中总能满足：

-e_B＝e_A＝-e_C＝E (14)

式中E为三相绕组反电动势的绝对值。

无刷直流电机在非换相时刻稳定运行时满足：

U_dd＝2(IR+E) (15)

考虑到基尔霍夫电流定律，满足：

i_A+i_B+i_C＝0 (16)

结合式(13)-(17)可以得到换相过程三相电流变化率：

式中和为各相电流在换相过程中的平均值。

由于换相前后电流会变小，假设换相前的B相电流为-I，在换相过程中变为0，C相电流由0变为-0.8I，并在换相结束后逐渐变为-I，A相电流在换相过程中由I变为0.8I，并在换相结束后逐渐变为I。假设电流变化过程均为线性的，则在换相过程中，三相电流平均值如下：

将式(19)代入式(18)可以得到换相区间内的各相电流的变化率：

由于在换相过程中，B、C两相电流变化之和是1.8I，所以可以根据式(21)求得换相过程持续时间：

由于d_off<0.7，这样肯定是负值，由于电阻和电流的乘积远小于(2-2d_off)U_d，所以 为正值。将式(20)代入式(21)：

所以换相所应该提前的PWM周期数是：

根据式(12)和式(23)可知，只有在上桥占空比d为1时，不论是哪一桥换相，提前时间才会相等。而只需要在电机运行过程中，采集电流值I，占空比d以及PWM周期T_S，就可以实时计算出需要提前的PWM周期数n，在不同的负载和转速下，这一方法同样适用。

3.换相转矩脉动抑制策略的编程实现

由于转矩脉动抑制策略的实现主要是在中断程序中，所以给出中断程序的流程图，如图9。在每次PWM周期结束后进入中断，进入中断后，首先采集电流和hall信号的值，根据电机的hall位置判断下次换相是逆变器的上桥或者下桥；如果判断为上桥换相，根据公式： 求得逆变器上桥下次换相提前的周期数；如果判断为下桥换相，根据公式：求得逆变器下桥下次换相提前的周期数，再采集电机运转过程中上一次霍尔信号持续时间内的PWM周期数n₁，和当前霍尔信号已持续时间内的PWM周期数n₂，然后根据n₁，n₂的关系判断是否进入提前换相阶段。当n₁-n₂大于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，不进入换相阶段，按照正常的二二导通方式控制各个开关管的通断；当n₁-n₂小于或等于下次上桥或下桥换相所需要提前的周期数n_上或n_下时，进入换相阶段：(1)上桥换相——非换相相占空比保持1不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比d，关断相的占空比变为d_off；(2)下桥换相——非换相相占空比保持d不变，开通相占空比由0变为关断相在换相之前的占空比1，关断相的占空比变为d_off；换相持续周期数为逆变器提前换相周期数的二倍。

有益效果

为了对所提策略进行验证，采用TI公司的TMS320F28335为控制芯片。实验所用电机为4对极，额定转速为3000r/min，额定电压为24V，电感为0.75mH。

本文实验中设定d_off为关断相换相前占空比值的0.7倍，即上桥换相时d_off＝0.7d,下桥换相时d_off＝0.7，式(12)和式(23)可以简化为式(24)和式(25)：

图10是母线电压为24V，上桥调制占空比为0.7，拖动0.12N·M恒转矩负载时采用传统方法和本发明所提方法的电压电流波形。其中图10(a)为采用传统方法时的电压电流波形，从图中可以看出，传统方法是在采集到hall状态发生变化后开始换相的，没有提前换相，并 且换相过程只是将关断相关断，开通相导通，并未作任何处理，而相电流在换相时波动非常明显。图10(b)是采用本发明所提方法的电压电流波形图，t₁、t₂分别是上桥和下桥换相时的提前时间，t₁、t₂对应的周期数分别为4和3，符合式(24)和式(25)计算结果。从图中可以看出，相电流在换相时的波动明显改善。

图11是母线电压为24V，上桥调制占空比为0.7，拖动0.2N·M负载转矩时的电压电流波形，图12是母线电压为24V，上桥调制占空比0.9，拖动0.2N·M负载转矩时的电压电流波形图。图11(b)中上下桥提前换相周期数分别为9和6，与图10(b)相比，虽然图8的占空比没变，都是0.7，但是负载转矩更大，也就是相电流更大，所以上下桥换相的提前时间都会更长，此时电流换相时的波动改善同样很明显，说明在不同的负载下，本文方法都能有很好地效果。

图12(b)中上下桥提前换相周期数分别为7和6。由于图12(b)与图11(b)对应的电机负载转矩相同，所以电机的相电流相同，根据式(24)和式(25)，两者下桥换相对应的提前周期数应该相同，实验结果和理论完全符合。而在负载相同情况下，图12(b)的电机占空比更大，也就是电机的转速更快，根据式(24)和式(25)，图12(b)中的上桥换相时间应该小于图11(b),实验结果能完全符合理论计算结果，此时电流脉动的改善效果较传统方法很明显，说明在不同的占空比下，也就是说在不同的转速下，本文的方法都有比较好的效果。

从上述实验可以验证采用本发明所提方法对换相转矩脉动有很好的抑制作用，并且在不同负载和转速下效果都一样明显。

在改善换相转矩脉动的同时，采用本发明的方法还可以提高电机的利用效率。图13是电机在24V母线电压，0.12N·M恒定负载，不同的PWM占空比下采用本发明方法和传统方法的输出功率曲线，从图中可以很明显的看出采用本发明方法输出功率较高。

本发明提出了一种利用超前换相结合三相同时调制抑制换相转矩脉动的控制策略，经过实验验证可以得出以下结论：(1)在不同的负载转矩和转速下，本发明方法都能很好的抑制转矩脉动；

(2)本发明方法可以很好地改善电流滞后问题，提高电机的利用效率；

(3)不需要对电机或控制电路进行改进，直接通过改进控制程序就能完成，实现简单。