单电感双输出开关变换器变频控制方法及其控制装置与流程

本发明涉及多路输出开关变换器的控制方法及其装置，属于电力电子设备领域，具体为单电感双输出开关变换器变频控制方法及其控制装置。

背景技术：

便携式电子产品的发展对多电压输出开关电源提出了越来越高的要求，使多路输出的开关变换器成为了人们关注的热点。传统的多路输出开关变换器磁性元件多，体积大，而单电感多输出开关变换器具有系统体积小、成本低，并且可实现对输出支路独立调节的优点，广泛应用于平板电脑，便携式信息设备，LED驱动等领域。

与单输出开关变换器类似，选择不同的电路参数，单电感双输出开关变换器可工作于电感电流连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)、临界导电模式(boundary conduction mode,BCM)、断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)和伪连续导电模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)。

单电感双输出开关变换器在四种工作模式时各有优缺点，其中，CCM-CCM单电感双输出开关变换器具有带载能力强，输出电压纹波小的优点，但不同输出支路间存在交叉影响；DCM-DCM单电感双输出开关变换器能够避免输出支路间的交叉影响，但在大功率场合下具有较大的电流纹波和EMI噪声，仅适用于小功率场合，负载范围较窄；PCCM-PCCM单电感双输出开关变换器的输出支路间基本不存在交叉影响，且能够通过增大续流参考值从而提高变换器带载能力，但由于续流开关管的加入，降低了变换器的效率。上述单电感双输出开关变换器的所有输出支路工作于同一种导电模式，然而，当输出支路负载相差很大时，负载较轻的输出支路存在纹波大、效率低的特点；并且单电感双输出开关变换器各输出支路的要求可能不同。因此，不同输出支路可以根据需要选择相应的工作模式，即采用混合导电模式，提高单电感双输出开关变换器的整体性能。

开关变换器的控制技术极大地影响着开关电源的性能，按照占空比的实现方式，可将其分为恒频控制和变频控制两大类。恒频控制即开关周期恒定不变，通过调整一个开关周期内功率器件的导通时间来调节输出电压；变频控制通过改变开关频率来调节输出电压，如恒定导通时间控制、恒定关断时间控制和滞环控制。与恒频控制相比，变频控制具有瞬态性能好，轻载效率高的优点。另一方面，续流开关管的控制对PCCM开关变换器的特性也有很大影响。传统PCCM开关变换器的续流控制采用恒定参考电流控制(constant-reference-current,CRC)方式，该控制方式在轻载条件下的变换器效率较低。为了提高变换器的效率，可在不同负载情况下调整续流电流值。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种混合导电模式单电感双输出开关变换器的控制方法，使之克服现有单电感双输出开关变换器的技术缺点，同时具有良好的稳定性和瞬态性能、较小的交叉影响和较高的变换器效率，且能够适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。

本发明采用的技术方案是：

单电感双输出开关变换器变频控制方法，主开关管采用输出电压结合电感电流的变频控制，通过在每个开关周期内固定主开关管的关断时间实现电感电流的动态续流；在每个开关周期内，检测电感电流，得到信号I_L，检测两条输出支路的输出电压得到信号V_oa和V_ob；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号V_e1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号V_e2；将I_L送入第一脉冲信号产生器PGS产生信号SS；将I_L、V_oa、V_ob、V_e1和V_e2送入第二脉冲信号产生器PGR生成信号RR和V_b；将第一导通定时器TON1的输出信号V_ton1和信号SS送入第一触发器RS1产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；将信号V_ton1和信号V_pb经第一或门OR1产生的信号和信号RR送入第二触发器RS2产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；信号V_b和信号V_pa经过第二或门OR2产生信号V_or；信号V_or经第二导通定时器TON2产生信号V_ton2；信号V_ton2和信号V_p1经非门NOT产生的信号经过与门AND产生脉冲信号V_p2，用以变换器控制续流开关管的导通和关断。

该单电感双输出开关变换器变频控制方法的控制装置，包括第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、电流检测电路IS、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、第一脉冲信号产生器PGS、第二脉冲信号产生器PGR、第一触发器RS1、第二触发器RS2、第一或门OR1、第二或门OR2、第一导通定时器TON1、第二导通定时器TON2、非门NOT、与门AND、第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4；所述的第一电压检测电路VS1与第一误差放大器EA1相连，第二电压检测电路VS2与第二误差放大器EA2相连；电流检测电路IS及第一触发器的Q1端分别与第一脉冲信号产生器PGS相连；第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、电流检测电路IS、第一触发器RS1的Q1端和Q端分别与第二脉冲信号产生器PGR相连；第一脉冲信号产生器PGS的SS端与第一触发器RS1的S端相连；第一触发器RS1的Q1端与第一导通定时器TON1相连；第一导通定时器TON1的输出端与第一触发器RS1的R端相连；第一导通定时器TON1的输出端、第一触发器RS1的Q端分别与第一或门OR1相连，第一或门OR1的输出端与第二触发器RS2的S端相连；第二脉冲信号产生器PGR的RR端与第二触发器RS2的R端相连；第二脉冲信号产生器PGR的V_b输出端及第一触发器RS1的Q1端分别与第二或门OR2相连；第二或门OR2的输出端与第二导通定时器TON2相连；第二触发器RS2的Q端和非门NOT相连；非门NOT及第二或门OR2的输出端分别和与门AND相连；第一触发器RS1的Q端连接第一驱动电路DR1，第一触发器RS1的Q1端连接第二驱动电路DR2，第二触发器RS2的Q端连接第三驱动电路DR3，与门AND的输出端连接第四驱动电路DR4。

所述的第一脉冲信号产生器PGS包括乘法器MULT、采样保持器S/H和第一比较器CMP1；将电流检测电路IS、第一触发器RS1的Q1端与乘法器MULT相连；电流检测电路IS与采样保持器S/H相连；乘法器MULT及采样保持器S/H的输出端分别与第一比较器CMP1相连。

所述的第二脉冲信号产生器PGR包括第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第二比较器CMP2、第三比较器CMP3、第一与非门NAND1、第二与非门NAND2、第三与非门NAND3；第一电压检测电路VS1的输出端、电流检测电路IS的输出端分别与第一加法器ADD1连接，将第一电压检测电路VS1的输出信号V_oa、电流检测电路IS的输出信号I_L乘以系数k1后送入第一加法器ADD1；第二电压检测电路VS2的输出端与第二加法器ADD2连接，将第二电压检测电路VS2的输出信号V_ob、信号I_L乘以系数k2后送入第二加法器ADD2；第一误差放大器EA1、第一加法器ADD1的输出端与第二比较器CMP2相连，第二误差放大器EA2、第二加法器ADD2的输出端分别与第三比较器CMP3相连；第二比较器CMP2的输出端和第一触发器RS1的Q1端分别连接第一与非门NAND1；第三比较器CMP3的输出端和第一触发器RS1的Q端分别连接第二与非门NAND2；第一与非门NAND1、第二与非门NAND2分别与第三与非门NAND3相连。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、与主开关管采用电压型控制、续流开关管采用CRC控制(记为V-CRC控制)的PCCM-PCCM单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在输入电压发生改变时，能够快速调节主开关管和支路开关管的导通和关断，输出电压超调量小，调节时间短，输入瞬态性能好。

二、与V-CRC控制的PCCM-PCCM电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在负载变化时具有快速的瞬态响应速度，输出电压的超调量小，支路间的交叉影响小。

三、与V-CRC控制的PCCM-PCCM电感双输出开关变换器相比，本发明通过在每个开关周期内固定主开关管的关断时间来间接控制续流开关管的导通和关断，实现了电感电流的动态续流，提高了变换器的轻载效率。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明实施例一控制方法的电路结构框图。

图2为本发明实施例一的第一脉冲信号产生器PGS的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的第二脉冲信号产生器PGR的电路结构框图。

图4为本发明实施例一的电路结构框图。

图5为本发明实施例一的混合模式单电感双输出开关变换器稳态工作时的主要波形示意图。

图6为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在输入电压突变时的瞬态时域仿真波形。

图7为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在a支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图8为本发明实施例一的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在b支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9(a)为分别采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在a输出支路负载变化时的效率曲线图。

图9(b)为分别采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM变换器在b输出支路负载变化时的效率曲线图。

图10为本发明实施例一控制的变换器TD在电路参数改变后，支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图11为本发明实施例二的电路结构框图。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：混合导电模式单电感双输出开关变换器变频控制装置，主要由第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2，电流检测电路IS，第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2，第一脉冲信号产生器PGS、第二脉冲信号产生器PGR，第一触发器RS1、第二触发器RS2，第一或门OR1、第二或门OR2，第一导通定时器TON1、第二导通定时器TON2，非门NOT，与门AND，第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4组成；在每个开关周期内，检测电感电流，得到信号I_L，检测两条输出支路的输出电压得到信号V_oa和V_ob；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号V_e1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号V_e2；将I_L送入第一脉冲信号产生器PGS产生信号SS；将I_L、V_oa、V_ob、V_e1和V_e2送入第二脉冲信号产生器PGR生成信号RR和V_b；将第一导通定时器TON1的输出信号V_ton1和信号SS送入第一触发器RS1产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；将信号V_ton1和信号V_pb经第一或门OR1产生的信号和信号RR送入第二触发器RS2产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；信号V_b和信号V_pa经过第二或门OR2产生信号V_or；信号V_or经第二导通定时器TON2产生信号V_ton2；信号V_ton2和信号V_p1经非门NOT产生的信号经过与门AND产生脉冲信号V_p2，用以变换器控制续流开关管的导通和关断。

图2示出，本例的第一脉冲产生器PGS的具体组成为：由乘法器MULT、采样保持器S/H和第一比较器CMP1组成；电流检测电路IS的输出端、a输出支路的开关管控制信号V_pa连接乘法器MULT的输入端；乘法器MULT的输出端连接第一比较器CMP1的负极性端；电感电流信号I_L经采样保持器S/H与第一比较器CMP1的正极性端相连。

图3示出，本例的第二脉冲产生器PGR的具体组成为：由第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第二比较器CMP2、第三比较器CMP3，第一与非门NAND1、第二与非门NAND2、第三与非门NAND3组成；将第一电压检测电路VS1的输出信号V_oa、电流检测电路IS的输出信号I_L乘以系数k1后送入第一加法器ADD1；将第二电压检测电路VS2的输出信号V_ob、信号I_L乘以系数k2后送入第二加法器ADD2；第一加法器ADD1的输出端连接第二比较器CMP2的正极性端，第一误差放大器EA1的输出端连接第二比较器CMP2的负极性端；第二加法器ADD2的输出端连接第三比较器CMP3的正极性端，第二误差放大器EA2的输出端连接第三比较器CMP3的负极性端；第二比较器CMP2的输出端和a输出支路的开关管控制信号V_pa连接第一与非门NAND1；第三比较器CMP3的输出端和b输出支路的开关管控制信号V_pb连接第二与非门NAND2；第一与非门NAND1和第二与非门NAND2的输出端连接第三与非门NAND3。

本例采用图4的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图4示出，本例混合导电模式单电感双输出开关变换器变频控制装置，由开关变换器TD和主开关管S₁，支路开关管S_a、S_b，续流开关管S₂的控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置采用混合导电模式单电感双输出开关变换器变频控制的工作过程和原理是：如图4、图5示出，当电感电流信号I_L与a输出支路的开关管控制信号V_pa的乘积信号下降至电感电流I_L经采样保持器S/H所得信号时，第一脉冲信号产生器PGS输出信号SS为高电平，即第一触发器RS1的S端输入高电平，第一触发器RS1的Q端控制脉冲信号V_pb为高电平，Q1端控制脉冲信号V_pa为低电平，变换器支路开关管S_b导通，b支路工作，同时第一导通定时器TON1开始计时；第一或门OR1的输出端为高电平，即第二触发器RS2的S端输入高电平，第二触发器RS2的Q端脉冲信号V_p1为高电平，主开关管S₁导通，续流开关管S₂关断，电感电流I_L上升，输出电压V_ob上升；当输出电压V_ob与电感电流I_L乘以k2的叠加信号上升到控制信号V_e2时，第二脉冲信号产生器PGR的输出信号V_b为高电平，输出信号RR为高电平，第二导通定时器TON2开始计时，第二触发器RS2的R端输入信号为高电平，第二触发器RS2的Q端脉冲信号V_p1为低电平，S₁断开，电感电流I_L下降，输出电压V_ob下降；开关管S1关断固定时间TOFF后，第二导通定时器TON2输出端信号V_ton2为高电平，此时信号V_p1仍为低电平，则与门AND输出端控制脉冲信号V_p2为高电平，续流开关管S₂导通；直到第一导通定时器TON1计时结束，信号V_ton1为高电平，第一触发器RS1的R端输入高电平，第一触发器RS1的Q1端控制脉冲信号V_pa为高电平，变换器支路开关管S_a导通，a支路工作；同时第一或门OR1输出高电平，即第二触发器RS2的S端输入高电平，第二触发器RS2的Q端控制脉冲信号V_p1为高电平，主开关管S₁导通，续流开关管S₂关断，电感电流I_L上升，输出电压V_oa上升；当输出电压V_oa与电感电流I_L乘以k1的叠加信号上升到控制信号V_e1时，第二脉冲信号产生器PGR的输出信号RR为高电平，第二触发器RS2的R端输入高电平，第二触发器RS2的Q端控制脉冲信号V_p1变为低电平，主开关管S₁断开，电感电流I_L下降，输出电压V_oa下降,直至进入下一个开关周期。

第一脉冲信号产生器PGS完成信号SS的产生和输出：图2示出，当电感电流I_L与V_pa的乘积低于电感电流I_L经采样保持器S/H所得信号时，第一比较器CMP1的输出信号为高电平，反之为低电平。

第二脉冲信号产生器PGR完成信号RR和V_b的产生和输出：图3示出，输出电压V_oa与电感电流I_L乘以系数k1的叠加信号高于控制信号V_e1时，第二比较器CMP2的输出信号为高电平，反之，为低电平；输出电压V_ob与电感电流I_L乘以系数k2的叠加信号高于控制信号V_e2时，第三比较器CMP3的输出信号为高电平，反之，为低电平；当第二比较器CMP2的输出信号和脉冲信号V_pa同时为高电平时，第一与非门NAND1输出低电平，第二与非门NAND2输出高电平，则第三与非门NAND3输出信号RR为高电平，信号V_b为高电平；当第三比较器CMP3的输出信号和脉冲信号V_pb同时为高电平时，第二与非门NAND2输出低电平，第一与非门NAND1输出高电平，则第三与非门NAND3输出信号RR为高电平，信号V_b为低电平。

本例的开关变换器TD为混合导电模式单电感双输出Buck变换器。

用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图5为本发明实施例一变换器在稳态工作时，电感电流信号I_L，驱动信号V_pa、V_pb、V_p1、V_p2，脉冲信号RR、SS及导通定时器输出信号V_ton1、V_ton2之间的关系示意图。从图中可以看出，采用本发明的单电感双输出开关变换器可以工作在CCM-PCCM混合模式。

图5的仿真条件为：输入电压V_in＝20V，a支路电压基准值V_ref1＝7V、b支路电压基准值V_ref2＝5V，电感L＝150μH(其等效串联电阻为50mΩ)，电容C_oa＝C_ob＝470μF，电容等效串联电阻R_ca＝R_cb＝100mΩ，负载电阻R_oa＝7Ω、R_ob＝5Ω，导通定时器1的固定时间为60μs，导通定时器2的固定时间为35μs，开关管S₁、S₂、S_a、S_b的等效寄生电阻为50mΩ，二极管D1、D2的导通压降为0.4V，电感电流I_L的系数k1、k2均为0。

图6为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在输入电压突变时(输入电压V_in从20V→40V变化)，两输出支路输出电压的瞬态时域仿真波形。仿真条件与图5一致。从图中可以看出：采用本发明的变换器TD的a、b输出支路的输出电压V_oa、V_ob，在输入电压突变后，几乎没有调整过程便重新进入稳态；由此可见，本发明的变换器TD输入瞬态性能好，调节时间短，输出电压瞬态变化量很小，抗输入波动能力强。

图7、图8分别为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在输出支路a负载突变(输出支路a的输出电流I_oa从1A→0.5A变化)、输出支路b负载突变(输出支路b的输出电流I_ob从0.5A→1A变化)时两输出支路输出电压的时域仿真波形图。图7、图8的仿真条件与图5一致。从图中可以看出：采用本发明的变换器TD在负载突变后的输出电压瞬态变化量小，调节时间很短，负载瞬态性能好，并且一条输出支路负载突变对另一条输出支路的交叉影响较小。

图9(a)为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在a输出支路负载变化时的效率曲线图，图9(b)为采用本发明的变换器TD和V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出Buck变换器在b输出支路负载变化时的效率曲线图。由图9(a)和图9(b)可知，当负载功率较大时，两种方法下变换器都具有较高的效率；随着负载的减小，采用V-CRC控制的PCCM-PCCM单电感双输出变换器的效率逐渐下降；而本发明的变换器在负载功率减小时效率一直维持在较高值，且有所提高。

如图10为本发明的变换器TD在输出支路a负载突变时两条输出支路输出电压的时域仿真波形图。与图6仿真条件不同之处在于：电感电流I_L的加权系数k1、k2均为0.03，输出电容C_oa和C_ob的等效串联电阻均为20mΩ。从图中可以看出，加入电感电流补偿后，当输出电容等效串联电阻较小时，变换器TD仍能稳定工作，且当补偿系数较小时基本不影响变换器的负载瞬态响应速度，两条输出支路间的交叉影响很小，具有很好的稳定性。

实施例二

如图11所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为混合导电模式单电感双输出单端正激型变换器。

本发明除可用于以上实施例中的单电感双输出开关变换器外，也可用于混合导电模式单电感双输出半桥变换器、混合导电模式单电感双输出全桥变换器等多种多输出电路拓扑中。