本发明涉及旋转电机和具有该旋转电机的车辆。
背景技术：
作为用作车辆的驱动用的旋转电机的绕组技术已知有如专利文献1所记载的技术。另外，作为关于转子的技术，也已知有如专利文献2所记载的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第6894417号
专利文献2：日本国特开2010－98830号公报
技术实现要素：
发明想要解决的技术问题
搭载于电动车的旋转电机要求为低噪声。因此，本发明的目的在于旋转电机的低噪声化。
用于解决问题的技术方案
根据本发明的一个方面，旋转电机，包括：形成有多个槽的定子铁心(core)；具有多个波状绕法的环绕绕组的多相的定子绕组，该波状绕法的环绕绕组包括：插通于定子铁心的各槽而构成多个层中的任一者的槽导体、和将插通于不同槽的槽导体的相同侧端部彼此连接而构成线圈端的跨接导体；和转子，其设置成相对于定子铁心隔着空隙可自由旋转，该转子具有多个磁铁和形成于该磁铁的极之间的多个磁辅助凸极部，跨接导体以如下方式连接槽导体之间：当令每极槽数为n时，在一个线圈端按槽距np＝n+1跨槽，在另一个线圈端按槽距np＝n－1跨槽，定子绕组具有多个由相同相的多个槽导体构成的一组的槽导体组，槽导体组的多个槽导体以槽和层相邻的方式插通于在定子铁心周向上连续排列的规定数量ns的槽内，当令每极每相槽数为nspp、层数为2×nl时，规定数量ns设定为ns＝nspp+nl，转子在磁辅助凸极部内的从通过该磁辅助凸极部的凸极中心的q轴在周向上偏移的位置具有磁阻变化部，磁阻变化部从q轴偏移的偏移量根据磁辅助凸极的位置而不同，使得通电时的转矩脉动相互抵消。
根据本发明的另一方面，车辆，包括：第一至第十方面中任一项所述的旋转电机；供给直流电力的电池；和将电池的直流电力转换为交流电力供给至旋转电机的转换装置，旋转电机的转矩作为驱动力利用。
发明效果
根据本发明，在旋转电机和具备旋转电机的车辆中能够实现低噪声化。
附图说明
图1是表示混合动力电动车的概略结构的图。
图2是电力转换装置600的电路图。
图3是旋转电机200的截面图。
图4是表示转子铁心252的图。
图5是定子230和转子250的截面图。
图6是定子230的立体图。
图7是定子绕组238的接线图。
图8是表示u相绕组的详细接线的图。
图9是u1相绕组群的一部分的放大图。
图10是u2相绕组群的一部分的放大图。
图11是槽导体233a的配置图。
图12是说明槽导体233a的配置的图。
图13是定子230和转子250的部分放大截面图。
图14是说明磁阻转矩(reluctancetorque)的图。
图15是表示不通电时的磁通分布的图。
图16是说明齿槽转矩(coggingtorque)减少方法的图。
图17是表示磁铁极弧度τm/τp的比与齿槽转矩的关系的图。
图18是表示齿槽转矩的波形的图。
图19是表示感应电压波形的图。
图20是表示感应电压波形的谐波分析结果的图。
图21是表示通交流电流的情况下的转矩波形的图。
图22是表示转矩波形的谐波分析结果的图。
图23是表示定子的圆环0阶的振动模态的图。
图24是表示定子的圆环6阶的振动模态的图。
图25是表示具有定子的圆环6阶分量，在轴向两端相位反转的振动模态的图。
图26是表示第二实施方式中的u相绕组的详细接线的图。
图27是表示第二实施方式中的槽导体233a的配置的图。
图28是表示第三实施方式中的u相绕组的详细接线的一部分的图。
图29是表示第三实施方式中的槽导体233a的配置的图。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施本发明的实施方式进行说明。
(第1实施方式)
本发明的旋转电机，如以下说明的那样，能够通过减少转矩脉动(torqueripple)来实现低噪声化。因此，例如，适合作为电动车的行驶用电动机。本发明的旋转电机也能够应用于仅通过旋转电机进行行驶的纯粹的电动车、由发动机和旋转电机的两者来驱动的混合动力型的电动车，以下，以混合动力型的电动车为例进行说明。
图1表示搭载有本发明的一实施方式的旋转电机的混合动力电动车的概略结构的图。车辆100搭载有发动机120、第一旋转电机200、第二旋转电机202和电池180。电池180在需要旋转电机200、202的驱动力的情况下，对电力转换装置600供给直流电力，电力转换装置600将直流电力转换为交流电力供给至旋转电机200、202。另外，在再生行驶时将旋转电机200、202产生的交流电力供给至电力转换装置600，电力转换装置600将交流电力转换为直流电力供给至电池180。电池180与旋转电机200、202之间的直流电力的授受通过电力转换装置600进行。另外，虽然未图示，但是车辆搭载有供给低电压电力(例如14伏特类电力)的电池，其对以下说明的控制电路供给直流电力。
发动机120和旋转电机200、202的旋转转矩经由变速器130和差动齿轮160传递至前轮110。变速器130由变速器控制装置134控制，发动机120由发动机控制装置124控制。电池180由电池控制装置184控制。变速器控制装置134、发动机控制装置124、电池控制装置184、电力转换装置600和综合控制装置170通过通信线路174连接。
综合控制装置170为比变速器控制装置134、发动机控制装置124、电力转换装置600和电池控制装置184上级的控制装置，该综合控制装置170经由通信线路174从这些装置(上述各装置)分别接收表示变速器控制装置134、发动机控制装置124、电力转换装置600和电池控制装置184的各状态的信息。综合控制装置170基于所取得的这些信息(上述各状态的信息)运算各控制装置的控制指令。经运算的控制指令经由通信线路174被发送到各个控制装置。
高电压的电池180由锂离子电池或者镍氢电池等的2次电池构成，输出250伏特至600伏特或者其以上的高电压的直流电力。电池控制装置184将电池180的充放电状況、构成电池180的各单位单元电池的状态经由通信线路174输出到综合控制装置170。
综合控制装置170在基于来自电池控制装置184的信息判断为电池180需要充电时，对电力转换装置600发出发电运转的指示。另外，综合控制装置170主要进行发动机120和旋转电机200、202的输出转矩的管理、发动机120的输出转矩和旋转电机200、202的输出转矩的总转矩、转矩分配比的运算处理，并将基于该运算处理结果的控制指令发送到变速器控制装置134、发动机控制装置124和电力转换装置600。电力转换装置600基于来自综合控制装置170的转矩指令控制旋转电机200、202，使得产生如指令的转矩输出或者发电电力。
电力转换装置600设置有构成用于使旋转电机200、202运转的逆变器的功率半导体。电力转换装置600基于来自综合控制装置170的指令，控制功率半导体的开关动作。通过该功率半导体的开关动作，旋转电机200、202作为电动机或者作为发电机运转。
在旋转电机200、202作为电动机运转的情况下，来自高电压的电池180的直流电力被供给至电力转换装置600的逆变器的直流端子。电力转换装置600控制功率半导体的开关动作，将供给得到的直流电力转换为3相交流电力，并将其供给至旋转电机200、202。另一方面，在旋转电机200、202作为发电机运转的情况下，旋转电机200、202的转子被从外部施加的旋转转矩旋转驱动，在旋转电机200、202的定子绕组中产生3相交流电力。所产生的3相交流电力通过电力转换装置600转换为直流电力，该直流电力被供给至高电压的电池180，对电池180充电。
图2表示图1的电力转换装置600的电路图。电力转换装置600设置有用于旋转电机200的第一逆变装置和用于旋转电机202的第二逆变装置。第一逆变装置包括：功率模块610；控制功率模块610的各功率半导体21的开关动作的第一驱动电路652；和检测旋转电机200的电流的电流传感器660。驱动电路652设置在驱动电路基板650。
另一方面，第二逆变装置包括：功率模块620；控制功率模块620中的各功率半导体21的开关动作的第二驱动电路656；和检测旋转电机202的电流的电流传感器662。驱动电路656设置在驱动电路基板654。设置在控制电路基板646的控制电路648、电容模块630和安装在连接基板642的收发电路644，在第一逆变装置和第二逆变装置中共用。
功率模块610、620根据从各自对应的驱动电路652、656输出的驱动信号来动作。功率模块610、620各自将从电池180供给的直流电力转换为3相交流电力，将该电力供给到作为对应的旋转电机200、202的电枢绕组的定子绕组。另外，功率模块610、620将旋转电机200、202的定子绕组中感应出的交流电力转换为直流，并将其供给到电池180。
功率模块610、620如图2所记载的那样，具有3相桥电路，与3相对应的串联电路分别电并联连接到电池180的正极侧与负极侧之间。各串联电路包括构成上臂的功率半导体21和构成下臂的功率半导体21，这些功率半导体21串联连接。如图2所示，功率模块610和功率模块620的电路结构大致相同，在此以功率模块610为代表进行说明。
在本实施方式中，作为开关用功率半导体元件使用igbt(绝缘栅双极型晶体管)21。igbt21包括集电极电极、发射极电极和栅极电极这三个电极。在igbt21的集电极电极与发射极电极之间电连接有二极管38。二极管38包括阴极电极和阳极电极这2个电极，以从igbt21的发射极电极向集电极电极去的方向为正方向的方式，阴极电极与igbt21的集电极电极电连接，阳极电极与igbt21的发射极电极电连接。
此外，作为开关用功率半导体元件也可以使用mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)。mosfet包括漏极电极、源极电极和栅极电极这三个电极。在mosfet的情况下，源极电极与漏极电极之间具有从漏极电极向源极电极去的方向为正方向的寄生二极管，所以，不需要设置图2的二极管38。
各相的臂通过igbt21的发射极电极与igbt21的集电极电极电串联连接而构成。此外，本实施方式中，各相的各上下臂的igbt仅仅图示了一个，但是，控制的电流容量较大，因此实际上通过多个igbt电并联连接而构成。以下，为了使说明简单，以一个功率半导体进行说明。
图2所示的例中，各相的各上下臂分别由三个igbt构成。各相的各上臂的igbt21的集电极电极与电池180的正极侧电连接，各相的各下臂的igbt21的发射极电极与电池180的负极侧电连接。各相的各臂的中点(上臂侧igbt的发射极电极与下臂侧的igbt的集电极电极的连接部分)与对应的旋转电机200、202的对应的相的电枢绕组(定子绕组)电连接。
驱动电路652、656构成用于控制对应的逆变装置的驱动部，其基于从控制电路648输出的控制信号，产生用于驱动igbt21的驱动信号。在各个驱动电路652、656中产生的驱动信号分别被输出至对应的功率模块610、620的各功率半导体元件的栅极。在驱动电路652、656，分别设置有六个产生对各相的各上下臂的栅极供给的驱动信号的集成电路，6个集成电路构成为一个块(block)。
控制电路648构成各逆变装置的控制部，其由对用于使多个开关用功率半导体元件动作(导通·截止)的控制信号(控制值)进行运算的微型计算机构成。来自上级控制装置的转矩指令信号(转矩指令值)、电流传感器660，662的传感器输出、搭载于旋转电机200、202的旋转传感器的传感器输出被输入到控制电路648。控制电路648基于这些输入信号对控制值进行运算，向驱动电路652、656输出用于控制开关定时(switchingtiming)的控制信号。
安装在连接基板642的收发电路644用于将电力转换装置600与外部的控制装置之间电连接，其经由图1的通信线路174与其它装置进行信息的发送和接收。电容模块630构成用于对由igbt21的开关动作产生的直流电压的变动进行抑制的平滑电路，其与第一功率模块610、第二功率模块620的直流侧的端子电并联连接。
图3表示图1的旋转电机200的截面图。此外，旋转电机200和旋转电机202具有大致相同的结构，以下以旋转电机200的结构为代表例进行说明。其中，如下所示的结构不需要在旋转电机200、202两者中都采用，也可以仅仅在一方中采用。
在外壳(housing)212的内部，保持有定子230，定子230包括定子铁心232和定子绕组238。在定子铁心232的内周侧，隔着空隙222可旋转地保持有转子250。转子250包括固定于轴(shaft)218的转子铁心252、永磁铁254和非磁性体的覆板226。外壳212具有设置有轴承216的一对端盖(endbracket)214，轴218可自由旋转地由这些轴承216保持。
轴218设置有用于检测转子250的极的位置、旋转速度的分解器(resolver)224。来自该分解器224的输出被取入图2所示的控制电路648。控制电路648基于被取入的输出将控制信号输出到驱动电路652。驱动电路652将基于该控制信号的驱动信号输出到功率模块610。功率模块610基于控制信号进行开关动作，将从电池180供给的直流电力转换为3相交流电力。该3相交流电力被供给到图3所示的定子绕组238，在定子230产生旋转磁场。基于分解器224的输出值控制3相交流电流的频率，3相交流电流相对于转子250的相位也同样基于分解器224的输出值而被控制。
图4(a)是表示转子250的转子铁心252的立体图。转子铁心252由图4(b)所示的两种的铁心301、302构成为三节。铁心302的轴向长度h2设定为与铁心301的轴向长度h1的合计大致相同。
图5是表示定子230和转子250的截面的图，图5(a)是通过铁心301的部分的a－a截面图(参照图3)，图5(b)是通过铁心302的部分的b－b截面图(参照图3)。此外，图5中省略了外壳212、轴218和定子绕组238的记载。在定子铁心232的内周侧，遍及全周地均等地配置有多个槽(slot)237和齿(teeth)236。在图5中，不对全部槽和齿标注附图标记，作为代表仅对一部分的齿和槽标注附图标记。槽237内设置有槽绝缘材料(省略图示)，并安装有构成图3的定子绕组238的u相、v相、w相的多相绕组。在本实施方式中，槽237等间隔地形成有72个。
另外，在转子铁心252的外周附近，沿周向等间隔地配置有12个用于插入矩形的磁铁的多个孔253。各孔253沿轴向形成，这些孔253中分别嵌入有永磁铁254，并通过粘接剂等将其固定。孔253的圆周方向上的宽度设定为大于永磁铁254(254a、254b)的圆周方向上的宽度，永磁铁254的两侧的空隙257作为磁空隙发挥功能。该空隙257可以填入粘接剂，也可以利用成型用树脂与永磁铁254固定为一体。永磁铁254作为转子250的励磁极(场磁极)发挥作用，在本实施方式中为12极结构。
永磁铁254的磁化方向朝向径向，每个励磁极中磁化方向反转。即，当设永磁铁254a的定子侧面为n极，轴侧的面为s极时，相邻的永磁铁254b的定子侧面为s极，轴侧的面为n极。而且，这些永磁铁254a、254b在圆周方向上交替配置。
永磁铁254既可以在磁化后插入到孔253中，也可以在插入到转子铁心252的孔253后施加强大的磁场进行磁化。但是，磁化后的永磁铁254为强力的磁铁，所以在转子250上固定永磁铁254前使磁铁磁化时，永磁铁254在固定时与转子铁心252之间产生强力的吸引力，妨碍安装作业。另外，由于永磁铁254的强力的吸引力，铁粉等的垃圾有可能附着于永磁铁254。因此，在考虑旋转电机的生产性的情况下，优选在将永磁铁254插入到转子铁心252后进行磁化。
此外，永磁铁254能够使用钕类、钐类的烧结磁铁和铁氧体(ferrite)磁铁、钕类的粘结(bond)磁铁等。永磁铁254的剩余磁通密度为大致0.4～1.3t左右。
由于3相交流电流(在定子绕组238中流过)而在定子230产生旋转磁场时，该旋转磁场作用于转子250的永磁铁254a、254b而产生转矩。该转矩由从永磁铁254出来的磁通中与各相绕组交链的分量和与在各相绕组中流过的交流电流的交链磁通正交的分量的积来表示。在此，交流电流以成为正弦波状的方式进行控制，所以交链磁通的基波分量与交流电流的基波分量的积为转矩的时间平均分量，交链磁通的谐波分量与交流电流的基波分量的积为作为转矩的谐波分量的转矩脉动。即，为了减少转矩脉动，使交链磁通的谐波分量减少即可。换言之，交链磁通与转子旋转的角加速度的积为感应电压，所以，减少交链磁通的谐波分量等于减少感应电压的谐波分量。
图6是定子230的立体图。本实施方式中，定子绕组238以波状绕法卷绕在定子铁心232上。在定子铁心232的两端面，形成有定子绕组238的线圈端(coilend)241。另外，在定子铁心232的一个端面侧，引出有定子绕组238的引出线242。引出线242与u相、v相、w相分别对应地引出有三根。
图7是定子绕组238的接线图，表示接线方式和各相绕组的电相位关系。本实施方式的定子绕组238采用双星形(doublestar)接线，由u1相绕组群、v1相绕组群、w1相绕组群形成的第一星形接线与由u2相绕组群、v2相绕组群、w2相绕组群形成的第二星形接线并联连接。u1、v1、w1相绕组群和u2、v2、w2相绕组群各自由4个环绕绕组构成，u1相绕组群具有环绕绕组u11～u14，v1相绕组群具有环绕绕组v11～v14，w1相绕组群具有环绕绕组w11～w14，u2相绕组群具有环绕绕组u21～u24，v2相绕组群具有环绕绕组v21～v24，w2相绕组群具有环绕绕组w21～w24。
如图7所示，v相和w相为与u相大致相同的结构，各自所感应出的电压的相位以电角错开120度的方式配置。另外，各自的环绕绕组的角度表示相对的相位。如图6所示，本实施方式中，定子绕组238采用并联接线的双星形(2y)接线，但是也可以根据旋转电机的驱动电压不同，而将它们串联连接，作为单星形(1y)接线。
图8是表示定子绕组238的u相绕组的详细接线的图，图8(a)表示u1相绕组群的环绕绕组u13、u14，图8(b)表示u1相绕组群的环绕绕组u11、u12，图8(c)表示u2相绕组群的环绕绕组u21、u22，图8(d)表示u2相绕组群的环绕绕组u23、u24。如上所述在定子铁心232形成有72个槽237(参照图5)，图8所示的附图标记01、02、…、71、72表示槽编号。
各环绕绕组u11～u24包括：插通于槽内的槽导体233a；和将插通于不同的槽的槽导体233a的相同侧端部彼此连接而构成线圈端241(参照图6)的跨接导体233b。例如，在插通于图8(a)所示的槽编号55的槽237中的槽导体233a的情况下，图示上侧的端部通过构成上侧线圈端的跨接导体233b与插通于槽编号60的槽237中的槽导体233a的上侧端部连接，相反，下侧端部通过构成下侧线圈端的跨接导体233b与插通于槽编号48的槽237中的槽导体233a的下侧端部连接。在这种方式中，槽导体233a通过跨接导体233b连接，形成波状绕法的环绕绕组。
如后文所述，在本实施方式中，4个槽导体233a从内周侧向外周侧并排地插通于1槽内，从内周侧依次称为层(layer)1、层2、层3、层4。图8中，环绕绕组u13、u14、u21和u22的实线部分表示层1，点划线的部分表示层2。另一方面，环绕绕组u11、u12、u23和u24中，实线部分表示层3，点划线的部分表示层4。
此外，环绕绕组u11～u24可以由连续的导体形成，也可以在将分段线圈(segmentcoil)插通到槽内之后通过焊接等将分段线圈彼此连接。在使用分段线圈的情况下，在将分段线圈插通到槽237之前，能够预先形成位于比定子铁心232的端部靠轴向两端的位置的线圈端241，能够容易地在异相之间或者同相之间设置适当的绝缘距离。其结果是，能够抑制由igbt21的开关动作产生的浪涌(surge)电压导致的部分放电，对于绝缘是有效的。
另外，环绕绕组使用的导体可以为具有多根扁线、圆线或细线的导体，但是，以小型高输出化、高效率化为目的为了提高槽满率(spacefactor)，优选扁线。
图9、图10放大表示图8所示的u1相绕组群和u2相绕组群的一部分。图9、图10表示包含跳(jumper)线的部分的大约4个极的量。如图9(b)所示，定子绕组群u1从引出线进入槽编号71的层4，通过跨接导体233b跨5个槽后，槽导体233a进入槽编号66的层3。然后，从槽编号66的层3跨7个槽进入槽编号59的层4。
如上所述，以引出线被引出的线圈端侧(图示下侧)中的跨接导体233b的跨量为槽距np＝7，相反侧的线圈端侧中的跨接导体233b的跨量为槽距np＝5的方式，绕定子铁心232一周以波状绕法卷绕有定子绕组，直至槽编号06的层3。至此为止的大致一周的量的定子绕组为图7所示的环绕绕组u11。
接着，从槽编号06的层3出来的定子绕组跨6个槽进入槽编号72的层4。从槽编号72的层4起是图7所示的环绕绕组u12。环绕绕组u12也与环绕绕组u11的情况同样，跨接导体233b的跨量设定为：在引出线所在的一侧为槽距np＝7，相反侧为槽距np＝5，绕定子铁心232一周以波状绕法卷绕有定子绕组，直至槽编号06的层3。至此为止的大致一周的量的定子绕组为环绕绕组u12。
此外，环绕绕组u12相对于环绕绕组u11错开1个槽距地卷绕，所以产生相当(对应)于1槽距的电角量的相位差。本实施方式中，1槽距相当(对应)于电角30度，图7中也是记载为，环绕绕组u11和环绕绕组u12错开30度。
另外，从槽编号07的层3出来的定子绕组通过跨7个槽的跳线进入槽编号72的层2(参照图9(a))。然后，与环绕绕组u11、u12的情况同样，跨接导体233b的跨量设定为：在引出线所在的一侧为槽距np＝7，相反侧为槽距np＝5，从槽编号72的层2至槽编号07的层1，绕定子铁心232一周卷绕有定子绕组。至此为止的定子绕组为图7所示的环绕绕组u13。
此外，从图9可知，环绕绕组u13相对于环绕绕组u12在周向上不错开地卷绕，所以在环绕绕组u12、u13之间不产生相位差。图7中记载为环绕绕组u12、u13没有相位差。
最后，从槽编号07的层1出来的定子绕组跨6个槽进入槽编号01的层2。然后，与环绕绕组u11、u12、u13的情况同样，跨接导体233b的跨量设定为：在引出线所在的一侧为槽距np＝7，相反侧为槽距np＝5，从槽编号01的层2至槽编号08的层1，绕定子铁心232一周卷绕有定子绕组。至此为止的定子绕组为图7所示的环绕绕组u14。
此外，环绕绕组u14相对于环绕绕组u13错开1个槽距地卷绕，所以产生与相当(对应)于1个槽距的电角30度相当(对应)的相位差。图7中也是记载为环绕绕组u13和环绕绕组u14错开30度。
图10所示的定子绕组群u2也以与定子绕组群u1的情况同样的跨量按波状绕法卷绕。从槽编号14的层1至槽编号07的层2，卷绕环绕绕组u21，从槽编号13的层1至槽编号06的层2，卷绕环绕绕组u22。然后，定子绕组从槽编号06的层2经由跳线进入槽编号13的层3，作为环绕绕组u23卷绕，直至槽编号06的层4。然后，从槽编号12的层3至槽编号05的层4卷绕定子绕组，由此形成环绕绕组u24。
如上所述，定子绕组群u1包括环绕绕组u11、u12、u13、u14，在定子绕组群u1中感应出各个相位合成后的电压。同样，在定子绕组群u2的情况下，也感应出环绕绕组u21、u22、u23、u24的相位合成后的电压。如图7所示，定子绕组群u1与定子绕组群u2并联连接，但在定子绕组群u1、u2各自中感应出的电压之间没有相位差，即使是并联连接，也不会产生循环电流流过等的失衡(unbalance)。
另外，以如下方式卷绕：跨接导体233b的跨量在一个线圈端侧为槽距np＝每极槽数+1，在另一个线圈端侧为槽距np＝每极槽数－1，并且消除环绕绕组u12、u13之间的相位差和环绕绕组u22、u23之间的相位差。由此，能够实现如图11所示的槽导体233a的配置。
图11是表示定子铁心232中的槽导体233a的配置的图，表示图8～图10的槽编号71～槽编号12。此外，转子的旋转方向为图中从左至右的方向。在本实施方式中，在2个极的量，即在电角360度(的范围内)配置有12个槽237，例如，从图11的槽编号01至槽编号12对应于2极的量。因此，每极槽数为6，每极每相槽数nspp为2(＝6/3)。每个槽237中插通有4个定子绕组238的槽导体233a。
各槽导体233a以矩形表示，在这些矩形内，分别图示有表示u相、v相、w相的附图标记u11～u24、v、w、和表示从引出线到中性点的方向的黑圆标记“●”、表示相反的方向的叉号“×”。另外，位于槽237的最内周侧(槽底侧)的槽导体233a称为层1，由此向外周侧(槽開口侧)依次称为层2、层3、层4。另外，附图标记01～12是与图8～图10所示的附图标记同样的槽编号。此外，只有u相的槽导体233a，用表示环绕绕组的附图标记u11～u24来表示，而v相和w相的槽导体233a则用表示相的附图标记v、w来表示。
图11中由虚线234包围的8个槽导体233a全部为u相的槽导体233a。例如，在中央所示的槽导体组234的情况下，槽编号05、06的层4为环绕绕组u24、u23的槽导体233a，槽编号06、07的层3和层2为环绕绕组u11、u12和环绕绕组u22、u21的槽导体233a，槽编号07、08的层1为环绕绕组u13、u14的槽导体233a。
一般来说，在每极槽数为6、每极每相槽数为2、槽237内的槽导体233的层数为4的情况下，如图12(a)所示，采用配置u相(v相、w相也一样)的槽导体233a的结构的情况较多。在该情况下，图示右侧的槽导体组与图示左侧的槽导体组的间隔为6个槽距。
另一方面，如图12(b)所示，本实施方式的结构为：图12(a)所示的层1(l1)的2个槽导体233a向转子的旋转方向(图的右方向)错开1个槽距的量，且层4(l4)的2个槽导体233a向与旋转方向相反的方向(图的左方向)错开1个槽距的量。因此，如图12(b)所示，将层4和层3(l3)的环绕绕组u11的槽导体233a连接的跨接导体233b的跨量为7个槽距，将层4和层3(l3)的环绕绕组u24连接的跨接导体233b的跨量为5个槽距。此外，以下，将与转子的旋转方向相反的方向称为反旋转方向。
在该情况下，不仅u相而且v相和w相的对应的各槽导体233a也同样错开1个槽距，所以，如图11所示，u、v、w相分别形成有相同形状的槽导体组234。即，向转子的旋转方向，依次配置有由u相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组、由w相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组、由v相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组、由u相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组、由w相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组，由v相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组。
在本实施方式中，如图11所示，(a)跨接导体233b以如下方式连接槽导体233a之间：当令每极槽数为n(＝6)时，在一个线圈端按槽距np＝n+1(＝7)跨槽，在另一个线圈端按槽距np＝n－1(＝5)跨槽，(b)定子绕组具有由相同相的一组的槽导体233a构成的槽导体组234，这些槽导体233插通于在定子铁心周向上连续排列的规定槽数ns(＝4)的槽中，并且关于槽和层相邻地配置，(c)当令每极每相槽数为nspp(＝2)、层数为2×nl(nl＝2)时，规定槽数ns设定为ns＝nspp+nl＝4。
此外，槽导体223b关于槽和层相邻地配置是指：即配置为如图11所示，在相同的层被插通的槽237相邻，而且，在相同的槽237内，层相邻。本实施方式中，将这样配置的一组的槽导体233a称为槽导体组234。
图13(a)放大表示图5(a)所示的截面图的一部分。在转子铁心252的铁心301，除了形成于永磁铁254的两侧的空隙257之外，还设置有在转子250的表面构成磁空隙258的槽。空隙257是为了减少齿槽转矩(coggingtorque)而设置的，磁空隙258是为了减少通电时的转矩脉动而设置的。从转子250内周侧观察，令永磁铁254a的左侧的磁铁之间的中心轴为q轴a，永磁铁254b的左侧的磁铁之间的中心轴为q轴b时，磁空隙258a相对于q轴a向右侧错开地配置，磁空隙258b相对于q轴b向左侧错开地配置。而且，磁空隙258a和磁空隙258b关于作为磁极的中心轴的d轴对称地配置。
另一方面，图13(b)放大表示图5(b)所示的截面图的一部分。在转子铁心252的铁心302的情况下，代替磁空隙258a、258b，形成有磁空隙258c、258d。从转子250内周侧观察，磁空隙258c相对于q轴a向左侧错开地配置，磁空隙258d相对于q轴b向右侧错开地配置。从图5可知，铁心301和铁心302的截面形状只是磁空隙258a、258b与258c、258d的位置不同，而其它的部分相同。
在此，磁空隙258a和258d、258b和258c分别配置在以电角错开180度的位置。即，通过使铁心301旋转磁极1个节距的量，能够形成铁心302。由此，铁心301和铁心302能够用相同的模具制作，能够削减制作成本。另外，各铁心301、302的孔253的周向位置不错开，而一致。结果是，安装于各孔253的各永磁铁254不在轴向上被分割，而一体地贯通各铁心301、302。当然，也可以设置为将被分割成多个的永磁铁254在孔253的轴向上层叠。
由3相交流电流在定子230中产生旋转磁场时，该旋转磁场作用于转子250的永磁铁254a、254b而产生磁铁转矩。而且，除了该磁铁转矩之外，磁阻转矩(reluctancetorque)也作用于转子250。
图14是说明磁阻转矩的图。一般来讲，磁通通过磁铁中心的轴称为d轴，磁通从磁铁的极间流向极间的轴称为q轴。此时，位于磁铁的极间中心的铁心部分称为辅助凸极部259。设置于转子250的永磁铁254的磁导率与空气大致相同，因此，从定子侧观察的情况下，在d轴部，磁凹进，在q轴部，磁凸出。因此，q轴部的铁心部分称为凸极。磁阻转矩由该d轴和q轴的磁通的通过容易度的差即凸极比而产生。
如上所述，应用本发明的旋转电机是利用磁铁转矩和辅助凸极磁阻转矩这两者的旋转电机。而且，从磁铁转矩和磁阻转矩各转矩产生转矩脉动。转矩脉动有不通电的情况下产生的脉动分量和通电而产生的脉动分量，在不通电的情况下产生的脉动分量一般被称为齿槽转矩。实际上以负载状态使用旋转电机的情况下，产生齿槽转矩和通电时的脉动分量合成后的转矩脉动。
作为减少这种旋转电机的转矩脉动的方法所描述的方法，大部分仅提及齿槽转矩的减少，而关于通过通电产生的转矩脉动不进行描述的情况居多。但是，旋转电机的噪声在很多情况下是在负载时产生的，而不是在无负载时。即，对于旋转电机的低噪声化而言，重要的是减少负载时的转矩脉动，仅考虑齿槽转矩的方案是不够充分的。
对本实施方式的转矩脉动的减少方法进行说明。
首先，对不通电时的无负载特性进行说明。图15(a)表示定子绕组238不流过电流的情况下的磁通、即永磁铁254所产生的磁通的分布的模拟(simulation)结果，表示由永磁铁254a构成的区域401和由永磁铁254b构成的区域402的2极。即，其为对在周向上交替配置有区域401和区域402的旋转电机进行模拟的结果。本实施例的旋转电机为12极，所以，各自6极地交替在周向上配置。当关注极单位时，区域401中，磁空隙258a和258b配置在辅助凸极部259，区域402的辅助凸极部259中没有磁空隙258。
在不通电时，永磁铁254的磁通在磁铁端部短路。因此，可知在q轴磁通完全不通过。另外，可知在设置在从磁铁端部的空隙257稍微偏移的位置的磁空隙258a、258b的部分，也几乎不通过磁通。通过定子铁心232的磁通通过永磁铁254的定子侧的铁心部分到达齿236。因此，磁空隙258a、258b对与齿槽转矩有关的不通电时的磁通几乎不产生影响，所以，可知磁空隙258a、258b对齿槽转矩、感应电压等的无负载特性不产生影响。
图15(b)是仅区域401的模拟结果，图15(c)是仅区域402的模拟结果，图15(b)表示仅区域401在周向上以永磁铁254的磁化方向按每个极反转的方式配置有12极的旋转电机，图15(c)是仅区域402在周向上以永磁铁254的磁化方向按每个极反转的方式配置有12极的旋转电机。图15(b)、图15(c)也为与图15(a)同样的磁通分布，磁通沿着q轴不通过。
图16、图17是用于说明齿槽转矩的减少方法的图。图16是表示转子250和定子铁心232的一部分的截面图。图16中，τp为永磁铁254的极距、τm为永磁铁254的宽度角度(幅角度)。另外，τg为将永磁铁254和在其两侧设置的空隙257加起来的角度即图4所示的孔253的宽度角度。通过调节这些角度的比τm/τp、τg/τp，能够减小齿槽转矩。在本实施方式中，将τm/τp称为磁铁极弧度，将τg/τp称为磁铁孔极弧度。
图17是表示磁铁极弧度τm/τp的比与齿槽转矩的关系的图。此外，图17所示的结果是τm＝τg的情况，且为永磁铁254和空隙257为与转子250的外周同心的扇形的情况。将其如本实施例那样设为矩形的磁铁的情况下，虽然最佳值稍微改变，但作为发明是一样的，这自不待言。图17中，纵轴表示齿槽转矩的振幅，横轴表示转子250的用电角表示的旋转角。脉动的振幅的大小根据比τm/τp的大小而变化，在τm＝τg的情况下，当τm/τp选为0.75左右时，能够减小齿槽转矩。另外，齿槽转矩不因图13(a)所示的磁空隙258而改变的趋势，无论磁铁宽度与极距的比τm/τp为图17所示的何种值，也是一样的。即，图17的曲线不因磁空隙258的位置而改变。
图18表示齿槽转矩的波形。横轴为转子的旋转角度，由电角表示。线l11表示具有磁空隙258的区域401和没有磁空隙258的区域402交替配置的图15(a)的转子的情形，线l12表示仅配置具有磁空隙258的区域401的图15(b)的旋转电机的情形，线l13表示仅配置没有磁空隙258的区域402的图15(c)的旋转电机的情形。根据图18的结果可知，磁空隙258的有无对于齿槽转矩几乎没影响。
图19是表示感应电压波形的图，曲线l21表示采用图11所示的槽导体配置的本实施方式的旋转电机的感应电压波形，曲线l22表示作为比较例的采用专利文献1中记载的定子结构的情况下的感应电压波形。另外，图20表示对图19的各个感应电压波形进行谐波分析而得到的结果。
如图19所示可知，曲线l21所示的感应电压波形与曲线l22所示的感应电压波形相比更接近正弦波。另外，如图20的谐波分析结果所示可知，尤其能够减少5阶和7阶的谐波分量。
根据图15至图20所示的结果，作为本发明的转子结构的特征之一的磁空隙258与齿槽转矩和感应电压无关，但是作为现有方法能够通过磁铁极弧度τm/τp的比减少齿槽转矩，并且能够通过本发明的定子结构减少感应电压的谐波分量。即，能够将齿槽转矩和感应电压的谐波分量各自独立地减少。
接着，说明通电时的负载特性。
本实施例的旋转电机为平均每个极有6个槽的电动机，在定子铁心232的槽237中设置的定子绕组238的槽导体233如图11所示那样配置。因此，能够如图20所示减少感应电压的5阶和7阶的谐波分量，能够减少该谐波分量引起的3相电动机特有的6阶的转矩脉动。
图21表示通电时的转矩波形。横轴为转子的旋转角度，由电角表示。线l31表示具有磁空隙258的区域401和没有磁空隙258的区域402交替配置的图15(a)的转子的情形，线l32表示仅配置具有磁空隙258的区域401的图15(b)的旋转电机的情形，线l33表示仅配置没有磁空隙258的区域402的图15(c)的旋转电机的情形。
观察图21可知，在本实施方式的旋转电机中，12阶的转矩脉动分量即电角30deg周期的分量为主导，几乎没有6阶分量。另外，可知相对于不形成磁空隙258即只有区域402的情况下的转矩脉动l33，l31、l32的转矩脉动的波形均变化。这表示通电时的磁通受到磁空隙258的影响。而且，只有区域401的旋转电机的转矩脉动l32和只有区域402的旋转电机的转矩脉动l33的相位大致相反。如图15(a)所示，本实施例的旋转电机为将区域401和区域402交替配置的结构，如转矩脉动l31所示，转子整体所受到的转矩脉动的合计为转矩脉动l32和转矩脉动l33的平均值。
如上所述，在本实施方式中，通过设置如上所述的磁空隙258a、258b，能够减少通电时的转矩脉动。为了获得这样的效果，优选将构成磁空隙258的槽的宽度角度(周向角度)设定在齿236的节距角(pitchangle)的1/4至1/2的范围。此外，即使上述磁空隙配置成相对于通过磁极中心的d轴对称，相对于通过凸极中心的q轴不对称，也能够获得同样的效果。另外，形成于辅助凸极部259的磁空隙258可以为两种以上。由此，转矩脉动减少的自由度增加，能够更加详细地进行脉动减少。
另外，还具有与不设置磁空隙的情况相比转矩不下降的特征。现有技术中，为了减少转矩脉动而进行的扭斜(skew)这种结构的情况下，由于扭斜而导致转矩下降，妨碍小型化，具有这种缺点。但是，在本实施方式中，不仅能够与齿槽转矩独立地只减少通电时的转矩脉动，而且具有转矩本身不下降的优点。这是因为原来的无槽转子的情况下的转矩脉动中12阶分量起主导作用，此处，槽导体233采用如图11所示的配置也奏效。
图22是对通电时的转矩波形进行谐波分析的结果。线l41是槽导体233的配置采用图12(a)，在转子中如图15(c)所示不设置磁空隙258的旋转电机的结果。线l42是槽导体233的配置采用作为本实施方式的图12(b)，在转子中如图15(c)所示不设置磁空隙258的旋转电机的结果。l43是槽导体233的配置采用作为本实施方式的图12(b)，转子也采用作为本实施方式的图15(a)所示的结构的旋转电机的结果。
如图22的谐波分析结果所示可知，线l42与线l41相比，作为电角60deg周期的分量的6阶分量减少。这表示该6阶分量通过将槽导体233的配置采用作为本实施方式的图12(b)而得以减少。另外，可知，线43与线l42相比，作为电角30deg周期的分量的12阶分量减少。这表示该12阶分量通过将转子采用作为本实施方式的图15(a)所示的结构而得以减少。即，根据转矩脉动的谐波阶数，能够各自独立地减少。
如上所述，在本实施方式中能够减少转矩脉动，但是在旋转电机中产生转矩时，产生使定子铁心232圆环状地振动的电磁激振力，有时该圆环振动成为噪声的原因。
图23是表示定子铁心232的圆环0阶分量的振动模态(mode)。此外，细线表示定子铁心232的原形。该振动模态因同样具有圆环0阶的分量的电磁激振力而发生共振，成为噪声的原因。但是，圆环0阶的电磁激振力的大小与转矩脉动的大小等价，通过减少转矩脉动能够减少圆环0阶的电磁激振力，因此，在本实施方式中，与转矩脉动一样能够减少。
图24表示定子铁心232的圆环6阶分量的振动模态。此外，细线表示定子铁心232的原形。该振动模态因同样具有圆环6阶的分量的电磁激振力而发生共振，成为噪声的原因，但是在本实施方式中，如图13(a)所示，每个极设置有磁空隙258。因此，每个极具有磁失衡(unbalance)，在每个图13(a)所示的铁心301、302中产生具有极数的1/2的圆环阶数的激振力。但是，铁心301和铁心302的磁空隙258分别配置于错开磁极1节距(pitch)的位置，因此，电磁激振力在轴向上被抵消，不与圆环6阶的振动模态发生共振。
图25表示具有定子铁心232的圆环6阶分量，并且在定子的轴向两端相位反转的振动模态。此外，细线表示定子铁心232的原形。铁心301和铁心302产生的电磁激振力如上所述那样，相位反转，因此，当用铁心301和铁心302这两种铁心由两节构成转子铁心时，发生共振。但是，通过如本实施方式的那样由三节构成，电磁激振力不会与该振动模态发生共振。当然，当用两种以上的铁心由三节以上构成时，能够获得与本实施方式相同的效果。
(第二实施方式)
图26、图27是表示本发明的第二实施方式的图，表示本发明应用于每极每相槽数nspp为2，插入于1个槽237中的槽导体233a的层数为2的定子的情形。转子为与第一实施方式同样的构成。图26是表示定子绕组的u相绕组的详细接线的图，(a)表示u1相绕组群，(b)表示u2相绕组群。图27是表示定子铁心232中的槽导体233a的配置的图。
如图26所示，u1相绕组群的环绕绕组u11从引出线进入槽编号72的层2，通过跨接导体233b跨5个槽后，进入槽编号67的层1。接着，从槽编号67的层1出来的绕组跨7个槽进入槽编号60的层2。然后，绕组一边交替反复地跨5个槽和跨7个槽一边按波状绕法被卷绕，绕定子铁心232大致一周而进入槽编号07的层1。至此为止为环绕绕组u11。
从槽编号07的层1出来的绕组跨6个槽后进入槽编号01的层2。从此开始为环绕绕组u12，与环绕绕组u11的情况同样，一边交替反复地跨5个槽和跨7个槽一边按波状绕法被卷绕，绕定子铁心232大致一周而进入槽编号08的层1。
u2相绕组群的绕组也与u1相绕组群的情况同样，按波状绕法卷绕。从槽编号14的层1至槽编号07的层2按波状绕法被卷绕的绕组为环绕绕组u21，从槽编号13的层1至槽编号06的层2的绕组为环绕绕组u22。
图27是表示槽编号01～12和槽编号71、72的部分的槽导体233a的配置的图，从槽编号01至槽编号12的12槽距对应于2极的量。当比较图27和图11时，图27所示的u、v、w相的槽导体233a的配置与图11所示的层1、2的槽导体233a的配置相同。在本实施方式的情况下，由虚线包围的4个槽导体233a构成1个槽导体组234。
本实施方式的槽导体组234，也满足与上述第一实施方式的槽导体组234(参照图11)同样的条件。即，(a)跨接导体233b以如下方式连接槽导体233a之间：当令每极槽数为n(＝6)时，在一个线圈端按槽距np＝n+1＝7跨槽，在另一个线圈端按槽距np＝n－1＝5跨槽，(b)定子绕组具有由相同相的一组的槽导体223b构成的槽导体组234，这些槽导体223b插通于在定子铁心周向上连续排列的规定槽数ns(＝3)的槽中，并且关于槽和层相邻地配置，(c)当令每极每相槽数为nspp(＝2)，层数为2×nl(nl＝1)时，规定槽数ns设定为ns＝nspp+nl＝3。
因此，与第一实施方式同样，能够减少转矩脉动，能够实现低噪声的旋转电机的低噪声化。
(第三实施方式)
图28、图29是表示本发明的第三实施方式的图，表示本发明应用于每极每相槽数nspp为3，插入于1个槽237中的槽导体233a的层数为4的定子的情形。转子为与第一实施方式同样的构成。图28是表示u相绕组的详细接线的一部分的图，(a)表示u1相绕组群，(b)表示u2相绕组群。图19是表示定子铁心232中的槽导体233a的配置的图。
如图28所示，在每极每相槽数nspp为3，插入于1个槽237中的槽导体233a的层数2×nl为4的情况下，定子铁心232的槽数为108，构成u1相绕组群和u2相绕组群的环绕绕组的数量分别为6。另外，各环绕绕组的跨量也为5个槽距和7个槽距。
在图28(a)所示的u1相绕组群中，从槽编号105的层4至槽编号07的层3的绕组为环绕绕组u11，从槽编号106的层4至槽编号08的层3的绕组为环绕绕组u12，从槽编号107的层4至槽编号09的层3的绕组为环绕绕组u13。从槽编号09的层3出来的绕组经由跳线进入槽编号106的层2。另外，从槽编号106的层2至槽编号08的层1的绕组为环绕绕组u14，从槽编号107的层2至槽编号09的层1的绕组为环绕绕组u15，从槽编号108的层2至槽编号10的层1的绕组为环绕绕组u16。
在图28(b)所示的u2相绕组群中，从槽编号19的层1至槽编号09的层2的绕组为环绕绕组u21，从槽编号18的层1至槽编号08的层2的绕组为环绕绕组u22，从槽编号17的层1至槽编号07的层2的绕组为环绕绕组u13。从槽编号07的层2出来的绕组经由跳线进入槽编号18的层3。另外，从槽编号18的层3至槽编号08的层4的绕组为环绕绕组u24，从槽编号17的层3至槽编号07的层4的绕组为环绕绕组u25，从槽编号18的层3至槽编号06的层4的绕组为环绕绕组u26。
图29表示槽编号01～18的部分的槽导体233a的配置，在本实施方式的情况下，从槽编号01至槽编号18的18槽距对应于2极的量。从图28可知，环绕绕组u14～u16和环绕绕组u21～u23交替插通于槽237的层1和层2，另一方面，环绕绕组u11～u13和环绕绕组u24～u26交替地插通于槽237的层3和层4。另外，由图29的虚线包围的12个槽导体233a成为一组，构成1个槽导体组1234。这些12个槽导体233a为包含于相同相的12个环绕绕组u111～u16、u21～u26的槽导体233a。
v相和w相的槽导体233a也与u相的情况同样，相同相的12个槽导体233a成为一组，构成1个槽导体组。这些槽导体组与第一实施方式的情况同样，向转子的旋转方向，依次配置有由u相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组、由w相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组、由v相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组、由u相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组，由w相且黑圆标记的槽导体233a形成的槽导体组，由v相且叉号的槽导体233a形成的槽导体组。
从图29可知，本实施方式的槽导体组1234也满足与上述第一实施方式的槽导体组234(参照图11)同样的条件。即，(a)跨接导体233b以如下方式连接槽导体233a之间：当令每极槽数为n(＝9)时，在一个线圈端按槽距np＝n+1＝10跨槽，在另一个线圈端按槽距np＝n－1＝8跨槽，(b)定子绕组具有由相同相的一组的槽导体223b构成的槽导体组234，这些槽导体223b插通于在定子铁心周向上连续排列的规定槽数ns(＝5)的槽中，并且关于槽和层相邻地配置，(c)当令每极每相槽数为nspp(＝3)，层数为2×nl(nl＝2)时，规定槽数ns设定为ns＝nspp+nl＝5。
因此，与第一和第二实施方式同样，能够减少转矩脉动，能够实现低噪声的旋转电机的低噪声化。
但是，当每极每相槽数nspp增加时，如图12所示，通过错开1个槽距而消除的高频分量(谐波分量)的阶数改变。例如，在nspp＝2的情况下，1槽距对应于电角30度。30度为6阶分量的半周期，因此，如图20所示，能够减少接近6阶的5阶分量和7阶分量的感应电压。另一方面，如本实施方式所示，当进一步增加nspp时，1个槽距变小，所以，能够进一步减少高阶的谐波分量。另外，通过减小设置在转子铁心252的磁空隙258的宽度，能够进一步减少高阶的转矩脉动谐波分量，由此能够提供安静性更加优异的旋转电机。
另外，如图1、图2所示，能够提供这样一种车辆，其特征在于，包括：上述旋转电机；供给直流电力的电池；和将电池的直流电力转换为交流电力并供给到旋转电机的转换装置，其中，旋转电机的转矩作为驱动力利用，该车辆是实现了低噪声化的安静的车辆。
以上，以12极的磁铁电动机为例进行了说明，但是不限于极数，也能够应用于其它极数的电动机。另外，本发明不限于车辆用电动机，也能够应用于在各种用途中使用的电动机，并且，不限于电动机，也能够应用于发电机等各种旋转电机。另外，只要不损害本发明的特征，本发明完全不限定于上述的实施方式。
如下的优先权基础申请的公开内容作为引用文援引于此。
日本国专利申请2012年第8565号(2012年1月19日申请)。