一种有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路及其调制方法与流程

本发明属于电力电子技术光伏并网发电技术领域，具体涉及一种有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路及其调制方法。

背景技术：

近年来，随着光伏并网发电系统成本的不断降低，分布式光伏并网发电得到了广泛的应用和迅速的发展。然而，光伏并网系统前期投入高、成本回收周期长，因此如何进一步降低系统发电成本、提高系统的发电效率和系统可靠性成为关注的热点。

作为电能转换的重要接口，光伏并网逆变器方案的选择直接关系着系统的效率、可靠性以及成本。在1～5k W的小型光伏并网系统中，为了追求高效的电能转换效率以及降低系统成本，系统通常采用不带工频变压器隔离的单相光伏并网逆变器。然而，在单相无变压器型光伏并网逆变系统中，光伏阵列与大地之间存在较大的对地寄生电容。如果对地寄生电容上存在高频电压脉动，则会产生较大的对地漏电流。该对地漏电流不仅会引起严重的电磁干扰问题，同时会降低并网电流品质，并且给光伏电池维护人员的人身安全带来隐患。

为了抑制无变压器型光伏并网系统中的高频共模漏电流，传统的无变压器型逆变电路通常在并网电感续流阶段切断交流侧与直流侧的电气连接，减少共模电压的高频脉动。但是，由于系统的共模电压在并网电感续流阶段处于悬浮状态，受到共模回路的电路寄生参数和电网电压过零畸变的影响，不可避免地引起高频共模漏电流，也就是抑制漏电流不彻底，没有从根本上解决问题，仍会造成上述隐患。

技术实现要素：

本文从漏电流抑制原理出发，提出了一种新型的无变压器型单相光伏并网逆变电路，该电路通过在电路中附加有源开关管，构成了钳位单元，配合恰当的开关时序，将并网电感续流阶段的共模电压钳位至母线电容的中点，消除系统共模电压扰动，进而解决了解耦型逆变器共模电压在零电平输出时的悬浮问题；同时消除了共模回路的寄生振荡，抑制了共模谐振现象。文中详细分析了电路的几种工作模态，给出了一种适用于该电路的PWM调制方法。

本发明电路采用的技术方案为：一种有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路，包括：两个滤波电容Cdc1、Cdc2，八个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8和两个滤波电感L1、L2；

所述第一滤波电容Cdcl和第二滤波电容Cdc2串联，再与电源并联，

直流源的正极与第一滤波电容Cdcl正极及第五开关管S5的集电极相连，

直流源的负极与第二滤波电容Cdc2负极及第六开关管S6的发射极相连，

第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成常规的H型逆变桥连接方式，

第五开关管S5的发射极与第六开关管S6的集电极分别与第一开关管S1的集电极和第二开关管S2的发射极相连，

第七开关管S7的集电极和发射极分别与第一开关管S1的集电极和第二开关管S2的发射极相连，即与H逆变桥并联，

第八开关管S8的发射极与两个串联滤波电容的中点相连，集电极与第五开关管S5的发射极和第七开关管S7的集电极相连，

第一滤波电感L1的一端与第一开关管S1的发射极相连，另一端与电网的火线L相连，

第二滤波电感L2的一端与第四开关管S4的集电极相连，另一端与电网的中线N相连。

在上述技术方案的基础上，所述开关管为绝缘栅双极型功率管IGBT，或为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET。

本发明的调制方法的技术方案为：

在电网电压的正半周期，第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6由高频调制信号触发控制，同时导通和关断，第七开关管S7则由与其互补的高频调制信号触发控制，第八开关管S8与第七开关管S7开关信号相同，其余开关管关断；逆变器处于功率输出阶段时，第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6导通，第七开关管S7关断，此时根据公式共模电压Ucm＝(UAN+UBN)/2＝(Udc+0)/2(式中，Ucm——共模电压，UAN——A点与N点之间的电压，UBN——B点与N点之间的电压)不变；逆变器处于零电压续流阶段时，第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6关断，第七开关管S7、第八开关管S8导通，此时共模电压被钳位开关稳定钳在两个滤波电容的中点电压处，即保持Ucm＝Udc/2不变；

在电网电压的负半周期，第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6由高频调制信号触发控制，同时导通和关断，第七开关管S7则由与其互补的高频调制信号触发控制，第八开关管S8与第七开关管S7开关信号相同，其余开关管关断；逆变器处于功率输出阶段时，第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6导通，第七开关管S7关断，此时根据公式共模电压Ucm＝(UAN+UBN)/2＝(0+Udc)/2不变；逆变器处于零电压续流阶段时，第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5和第六开关管S6关断，第七开关管S7、第八开关管S8导通，此时共模电压被钳位开关稳定钳在两个滤波电容的中点电压处，即保持Ucm＝Udc/2不变。

本发明的有益效果为：

与传统无变压器型光伏并网逆变电路相比，本电路具有更好的对地漏电流抑制能力。目前主流的单相无变压器型逆变电路普遍采用直流或交流解耦技术，阻断共模电流的流通路径。然而，在零电平输出阶段，上述电路的桥臂中点电压都处于悬浮的不确定状态，共模电压不能维持恒定，主要受到两方面的影响。一、电网电压过零换相时存在短暂的电网侧向电源侧能量反馈阶段，此时，两个滤波电感上的电压发生突变，电感电压的突变引起共模电压发生突变。二、功率开关器件存在并联寄生电容，导致解耦开关不能彻底切断共模通路，此寄生电容与共模阻抗形成等效谐振回路，在开关状态切换的持续激励下，仍有可能产生不可忽视的高频对地漏电流。针对这一问题，引入有源钳位开关，使得共模电压被母线电容中点钳位，共模电压维持于Udc/2不变，从根本上消除了对地漏电流。本发明具有电路结构简单、效率高、调制方法简单等优点。能够保证逆变器在单位功率因数运行时不受电流过零点畸变的影响，能够避免因电网功率波动影响或工作于非单位功率因数而导致的电流波形畸变。提高逆变器安全系数，实现对输出电能质量的改善。适用于对漏电流大小限制较严格的无变压器型光伏并网逆变系统。

附图说明

图1有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路结构示意图；

图2逆变电路开关调制方法示意图；

图3逆变电路处于电网电压正半周时功率传输阶段的模态一示意图；

图4逆变电路处于电网电压正半周时续流阶段的模态二示意图；

图5逆变电路处于电网电压正半周时能量反馈阶段的模态三示意图；

图6逆变电路处于电网电压负半周时功率传输阶段的模态四示意图；

图7逆变电路处于电网电压负半周时续流阶段的模态五示意图；

图8逆变电路处于电网电压负半周时能量反馈阶段的模态六示意图；

图9逆变电路流入电网电流和光伏并网发电系统漏电流的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

如图1所示，本发明提供的有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路结构示意图，包括：两个滤波电容Cdc1、Cdc2，八个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8和两个滤波电感L1、L2。

所述第一滤波电容Cdc1和第二滤波电容Cdc2串联，再与电源并联，

直流源的正极与第一滤波电容Cdc1正极及第五开关管S5的集电极相连，

直流源的负极与第二滤波电容Cdc2负极及第六开关管S6的发射极相连，

第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成常规的H型逆变桥连接方式，

第五开关管S5的发射极与第六开关管S6的集电极分别与第一开关管S1的集电极和第二开关管S2的发射极相连，

第七开关管S7的集电极和发射极分别与第一开关管S1的集电极和第二开关管S2的发射极相连，即与H逆变桥并联，

第八开关管S8的发射极与两个串联滤波电容的中点相连，集电极与第五开关管S5的发射极和第七开关管S7的集电极相连，

第一滤波电感L1的一端与第一开关管S1的发射极相连，另一端与电网的火线L相连，

第二滤波电感L2的一端与第四开关管S4的集电极相连，另一端与电网的中线N相连。

本发明逆变电路的高频开关频率可综合考虑系统容量、开关管参数和散热等因素合理选取，本实施例选用的高频开关频率为16kHz，其调制方法如附图2所示。

图3-图8中分别给出了本发明所述逆变电路的六种工作状态。

图3和图4分别为有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路在电网电压正半周期的工作原理示意图，第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6由高频调制信号触发控制，同时导通和关断，第七开关管S7和第八开关管S8则由与其互补的高频调制信号触发控制。

电网电压正半周时的功率传输阶段，如图3所示，此阶段：第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6同时导通，第七开关管S7和第八开关管S8关断，电流流经直流侧正极，第五开关管S5、第一开关管S1、第一滤波电感L1、交流侧电网、第二滤波电感L2、第四开关管S4、第六开关管S6、直流侧负极，直流侧输出电流至交流侧，所述电路的共模电压为Udc/2。

电网电压正半周时的续流阶段，如图4所示，此阶段：第一开关管S1、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6同时关断，第七开关管S7和第八开关管S8导通，电流流经第七开关管S7、第二开关管S2的反并联二极管、第一滤波电感L1、交流侧电网、第二滤波电感L2、第三开关管S3的反并联二极管，导通的钳位开关管S8可将共模电压钳位在两个滤波电容的中点电压Udc/2处。

电网电压由正半周向负半周转换，电网电压尚未为零时，驱动已换相，即存在无法避免的过零畸变，此时能量由电网侧向电源侧反馈，如图5所示，电流流经直流侧负极，第六开关管S6的续流二极管、第二开关管S2的续流二极管、第一滤波电感L1、交流侧电网、第二滤波电感L2、第三开关管S3的续流二极管、第五开关管S5的续流二极管、直流侧正极。此能量续流阶段，第一滤波电感L1和第二滤波电感L2上会突然各自承受很大的负电压，值为(-Udc-ug)/2，并且，由于当前电网电流值正在减小，两个滤波电感正感应出与电流方向相反的电动势，这两个电压方向相同，因此，电感电流在正向电压作用下线性上升，异向改变了电感原方向本应减小的感应电动势，导致A点和N点电位上升。当模态三切换至模态二时，受模态三的影响，共模电压增大，不能恒定为Udc/2，增加了钳位开光管S8后，可将共模电压钳位在两个滤波电容的中点电压Udc/2处。

图6和图7分别为有源钳位的无变压器型低漏电流光伏并网逆变电路在电网电压负半周期的工作原理示意图，第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6由高频调制信号触发控制，同时导通和关断，第七开关管S7和第八开关管S8则由与其互补的高频调制信号触发控制。

电网电压负半周时的功率传输阶段，如图6所示，此阶段：第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6同时导通，第七开关管S7和第八开关管S8关断，电流流经直流侧正极，第五开关管S5、第三开关管S3、第二滤波电感L2、交流侧电网、第一滤波电感L1、第二开关管S2、第六开关管S6、直流侧负极，直流侧输出电流至交流侧，所述电路的共模电压为Udc/2。

电网电压负半周时的续流阶段，如图7所示，此阶段：第二开关管S2、第三开关管S3、第五开关管S5、第六开关管S6同时关断，第七开关管S7和第八开关管S8导通，电流流经第七开关管S7、第四开关管S4的反并联二极管、第二滤波电感L2、交流侧电网、第一滤波电感L1、第一开关管S1的反并联二极管，导通的钳位开关管S8可将共模电压钳位在两个滤波电容的中点电压Udc/2处。

电网电压由负半周向正半周转换，电网电压尚未为零时，驱动已换相，即存在无法避免的过零畸变，此时能量由电网侧向电源侧反馈，如图8所示，电流流经直流侧负极，第六开关管S6的续流二极管、第四开关管S4的续流二极管、第二滤波电感L2、交流侧电网、第一滤波电感L1、第一开关管S1的续流二极管、第五开关管S5的续流二极管、直流侧正极。此能量续流阶段，第一滤波电感L1和第二滤波电感L2上会突然各自承受很大的正电压，值为(Udc-ug)/2，并且，由于当前电网电流值正在增大，两个滤波电感正感应出与电流方向相同的电动势，这两个电压方向相反，因此，电感电流在负向电压作用下线性下降，异向改变了电感原方向本应增大的感应电动势，导致B点和N点电位下降。当模态六切换至模态五时，受模态六的影响，共模电压减小，不能恒定为Udc/2，增加了钳位开光管S8后，可将共模电压钳位在两个滤波电容的中点电压Udc/2处。

根据上述具体实施方案，仿真出本发明逆变器电路流入电网的电流波形和光伏并网发电系统的漏电流波形，由图7可见，进网电流为规整的正弦波，漏电流的值恒定在横坐标0值，安规标准中，漏电流不得超出300mA，因此，符合安规标准。

最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改和等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围。