一种用于电机宽速的电流检控装置的制作方法
本发明涉及电机及其控制领域，具体地是涉及一种用于电机宽速的电流检控装置。
背景技术：
众所周知，在电机的控制中，快速、精确的电流控制，能够使得电机运行更加高效与平稳；扩宽电机的转速范围，可以提高电机运行效率。
现有技术中的电流检测主要是在相线间串入阻值大小固定的电阻，而后通过测量电阻R两端的电压，根据U＝I*R(电压＝电流*电阻)，计算出相线中的电流。如专利公开号为CN103076482A，发明名称为“一种采用桥臂电阻的电机电流检测装置及电机电流检测方法”的中国专利中，其在与电机相连接的变频器的三个桥臂各自的下部桥臂上的IGBT的发射极与DCN之间串接采样电阻，将电阻上的压降放大之后传送给用于计算电流的下一级电路，由此检测下部桥臂的IGBT的漏极电流，在分别采得流过三个桥臂的电流后，通过软件算法来计算电机的三相电流。但电机在运动过程中，电机中相电流是不断变化的，当电流较小，如果串入的电阻阻值较小，电阻两端的电压也较小。由于电压测量装置在电压较小的测量范围内，测量精度较低，因此导致电流测量精度降低。
另外，为了扩宽电机的转速范围，国内发明人做了很多努力和尝试。如国内专利文献中申请号为：201510508099.0，专利名称为“一种永磁同步电机绕组切换装置”和申请号为：201510508843.7，专利名称为“一种基于永磁同步电机绕组切换装置的切换策略”。两篇专利中均提到了一种永磁同步电机切换方法，即永磁同步电机绕组切换装置具有n套绕组，同时对应n个主回路单元，通过4n-4个开关共同作用，实现n套绕组的串并联切换。绕组串联运行，若转速达到切换条件，绕组由串联切换至并联；绕组并联运行，若转速达到切换条件，电压减小，直至满足电压切换条件，绕组由并联切换至串联。采用上述技术方案可以在一定程度上提高电机运行效率，扩展电机的调速范围，并且使主回路容量的需求减小。
但是上述技术方案存在如下不足：
1.需要n个独立的动力电源供电，这在现实应用中成本高且复杂。特别是在电池供电系统中，要用多个电池组，对充电和电池管理都是很大的麻烦。
2.电池组需要由开关进行并联切换，如果是电池供电的系统中，电池的电压因个体差异，电压不可能完全相等，而电池的内阻又很小，在并联的过程中有很大的冲击电流，很容易损坏切换开关，给系统造成不可靠性。
3.对n大于2的绕组的情况，只能有全部并联或全部串联这两种状态，没有中间过渡的状态，造成电机切换不顺畅。对于n较多的情况下由于绕组全部串联，绕组自身的感应电动势也就全部相加，电机在全串联时工作的速度范围变的很窄，也就不能实现扩宽电机转速范围的目的。
因此，本发明的发明人亟需构思一种新技术以改善其问题。
技术实现要素：
本发明旨在提供一种用于电机宽速的电流检控装置，其可以实现精确的电流测量，并且使电机高效率的转速区成倍扩大，极大的改善了电机性能，提高能源利用率。
为解决上述技术问题，本发明的技术方案是：
一种用于电机宽速的电流检控装置，包括：PWM调制及功率驱动模块、电流检测模块和对称绕组电机，其中所述PWM调制及功率驱动模块包括多个驱动单元，其中至少一个驱动单元通过所述电流检测模块后与所述对称绕组电机连接，所述电流检测模块为感应式电流检测器或电阻式电流检测器。
优选地，还包括一动力电源模块、栅极驱动电源模块和串并联切换模块，其中所述PWM调制及功率驱动模块分别与所述栅极驱动电源模块、所述串并联切换模块连接；所述栅极驱动电源模块包括M路输出端，所述串并联切换模块包括N个切换单元，每一所述切换单元的第一端口均与所述动力电源模块的正极连接，其第二端口与所述动力电源模块的负极连接，其第三端口与所述栅极驱动电源模块的输出端连接；其中M≥1，N≥1。
优选地，每一所述切换单元包括第一切换开关、第二切换开关和第三切换开关，其中所述第一切换开关的S端口与所述动力电源模块的负极连接，其D端口与所述第二切换开关的S端口和所述PWM调制及功率驱动模块连接；所述第二切换开关的D端口与所述第三切换开关的S端口连接，所述第三切换开关的D端口与所述动力电源模块的正极连接。
优选地，还包括一信号处理与逻辑控制模块，其分别与所述串并联切换模块、所述PWM调制及功率驱动模块、所述电流检测模块和所述对称绕组电机连接。
优选地，每一驱动单元均包括一正极公共端、一负极公共端和栅极驱动电源输入端，所述正极公共端与所述动力电源模块的正极或者一切换单元的第四端口连接；所述负极公共端与所述动力电源模块的负极或者一切换单元的第三端口连接；所述栅极驱动电源输入端与所述栅极驱动电源模块的一输出端连接。
优选地，所述驱动单元为全桥驱动电路或者多路半桥驱动电路。
优选地，所述第一切换开关和/或所述第二切换开关和/或所述第三切换开关为机械触点开关或电子开关。
优选地，所述栅极驱动电源模块还包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端与所述动力电源模块的正极连接，所述第二公共端与所述动力电源模块的负极连接。
优选地，所述栅极驱动电源模块还包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端和所述第二公共端与一外接电源连接。
采用上述技术方案，本发明至少包括如下有益效果：
本发明所述的用于电机宽速的电流检控装置，其可以实现精确的电流测量，并且使电机高效率的转速区成倍扩大，极大的改善了电机性能，提高能源利用率。
附图说明
图1a为本发明所述的用于电机宽速的电流检控装置的结构示意图；
图1b为本发明所述的用于电机宽速的电流检控装置的结构示意图；
图2a为本发明所述的用于电机宽速的电流检控装置的电路示意图；
图2b为本发明所述的用于电机宽速的电流检控装置的电路示意图；
图3a为本发明所述的PWM调制及功率驱动模块的电路示意图；
图3b为本发明所述的PWM调制及功率驱动模块的电路示意图；
图4a为单变压器多路隔离稳压电源的电路示意图；
图4b为多变压器多路隔离稳压电源的电路示意图；
图5a-5c为全串联状态时的等效电路示意图；
图6a-6c为全并联状态时的等效电路示意图；
图7a-7c为2并2串联状态时的等效电路示意图；
图8为切换流程图。
其中：1.动力电源模块，2.信号处理与逻辑控制模块,3.串并联切换模块,4.PWM调制及功率驱动模块，5.栅极驱动电源模块，6.电流检测模块，7.对称绕组电机，8.磁环，9.电流霍尔传感器。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1a和图1b所示，为符合本发明的一种用于电机宽速的电流检控装置，包括：PWM调制及功率驱动模块4、电流检测模块6和对称绕组电机7，其中所述PWM调制及功率驱动模块4包括多个驱动单元，其中至少一个驱动单元通过所述电流检测模块6后与所述对称绕组电机7连接，所述电流检测模块6为感应式电流检测器或电阻式电流检测器。
众所周知，霍尔效应定义了磁场和感应电压之间的关系，这种效应和传统的感应效果完全不同。当电流通过一个位于磁场中的导体的时候，磁场会对导体中的电子产生一个垂直于电子运动方向上的作用力，从而在导体的两端产生电压差。霍尔电流传感器就是利用霍尔效应将一次大电流变换为二次微小电压信号的传感器，其测量精度高、响应快速，尤其可以适用高速运转和具有多种串并联形式的多绕组电机。
在一优选实施例中，如图2a所示，还包括一动力电源模块1、栅极驱动电源模块5和串并联切换模块3，其中所述PWM调制及功率驱动模块4分别与所述栅极驱动电源模块5、所述串并联切换模块3连接；所述栅极驱动电源模块5包括M路输出端，所述串并联切换模块3包括N个切换单元，每一所述切换单元的第一端口均与所述动力电源模块1的正极连接，其第二端口与所述动力电源模块1的负极连接，其第三端口与所述栅极驱动电源模块5的输出端连接；其中M≥1，N≥1。在另一优选实施例中，如图2b所示，所述PWM调制及功率驱动模块4中的每一个驱动单元内均设有一栅极电源。
优选地，每一所述驱动单元均包括一栅极驱动端口，该栅极驱动端口与所述栅极驱动电源模块5的一输出端口连接。由于栅极驱动电源模块5的输出端口是彼此电气隔离的，所述PWM调制及功率驱动模块4的栅极驱动端口也是电气隔离的，通过用所述栅极驱动电源模块5为驱动单元供电，替代使用动力电源供电，从而无需使用多个独立的动力电源，降低应用成本，同时由于多个动力电源的使用所带来的问题也都可以迎刃而解。
另外所述对称绕组电机7是有由在电气上绝缘，磁路上完全相同的多路并行绕组的各种电机。如专利申请号为201110385907.0，申请名称为“单机多驱动多绕组电机系统”的专利文献中，则提供了一种对称绕组电机7的具体实施方式。当然上述电机绕组的具体设置旨在为了充分说明本实施例，并非用于限制，任何显而易见的形式变化和替换均在本实施例的保护范围之内。
优选地，还包括一动力电源模块1、栅极驱动电源模块5和串并联切换模块3，其中所述PWM调制及功率驱动模块4分别与所述栅极驱动电源模块5、所述串并联切换模块3连接；所述栅极驱动电源模块5包括M路输出端，所述栅极驱动电源模块5的一输入端与所述动力电源模块1的正极连接，接地端与所述动力电源模块1的负极连接；所述串并联切换模块3包括N个切换单元，每一所述切换单元的第一端口均与所述动力电源模块1的正极连接，其第二端口与所述动力电源模块1的负极连接，其第三端口与所述栅极驱动电源模块5的输出端连接；其中M≥1，N≥1，更为优选地M＝N+1。
优选地，每一所述切换单元包括第一切换开关PK(N)、第二切换开关SK(N)和第三切换开关NK(N)，其中所述第一切换开关的S端口与所述动力电源模块1的负极连接，其D端口与所述第二切换开关的S端口和一下述的驱动单元连接；所述第二切换开关的D端口与所述第三切换开关的S端口连接，所述第三切换开关的D端口与所述动力电源模块1的正极连接。
优选地，还包括一信号处理与逻辑控制模块2，其分别与所述串并联切换模块3、所述PWM调制及功率驱动模块4、所述电流检测模块6和所述对称绕组电机7连接。所述第一切换开关、所述第二切换开关、所述第三切换开关的控制端均与所述信号处理与逻辑控制模块2连接，在其控制下动作。优选地，所述信号处理与逻辑控制模块2为一包含电机速度传感器、相电流传感器和运行电机控制算法的单片机。
优选地，每一驱动单元均包括一正极公共端、一负极公共端和栅极驱动电源输入端，所述正极公共端与所述动力电源模块1的正极或者一切换单元的第四端口连接；所述负极公共端与所述动力电源模块1的负极或者一切换单元的第三端口连接；所述栅极驱动电源输入端与所述栅极驱动电源模块5的一输出端连接。优选地，所述驱动单元为全桥驱动电路或者多路半桥驱动电路。
优选地，所述驱动单元的数量为N+1。如果将每一个切换单元依次编号为1至N，将每一个驱动单元依次编号为1至N+1，那么第一个驱动单元的正极公共端与所述动力电源模块1的正极连接，第二个驱动单元的正极公共端与第一个切换单元的第四端口连接，依次类推，第N+1个驱动单元的正极公共端与第N个切换单元的第四端口连接。第一个驱动单元的负极公共端与所述动力电源模块1的负极连接，第二个驱动单元的负极公共端与第一个切换单元的第三端口连接，依次类推，第N+1个驱动单元的负极公共端与第N个切换单元的第三端口连接。
优选地，所述第一切换开关和/或所述第二切换开关和/或所述第三切换开关为机械触点开关或电子开关。
在一优选实施例中，所述第一切换开关为继电器、MOS管、绝缘栅双极型晶体管中的一种或者多种；所述第二切换开关为二极管、继电器、MOS管、绝缘栅双极型晶体管中的一种或者多种；所述第三切换开关为继电器、MOS管、绝缘栅双极型晶体管中的一种或者多种。
优选地，所述栅极驱动电源模块5还包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端与所述动力电源模块1的正极连接，所述第二公共端与所述动力电源模块1的负极连接。
优选地，所述栅极驱动电源模块5还包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端和所述第二公共端与一外接电源连接。
优选地，所述电机包括但不限于无刷电机、永磁同步电机、交流电机、磁阻电机、步进电机、线性电机。整个系统除电机外可以是用晶圆封装与厚膜集成块中，或是集成与一个半导体芯片中，也可以是分布于多个实体再用导线互联。本发明对其具体封装方式不作限定，请本领域技术人员知悉。
本发明原理在于：在电机启动低速运转时，如果把电机的多个绕组等效的串联了，那么根据线圈的安匝关系，匝数变多时，电流就可以相对减小，这虽然不能改变电机在因阻力转矩使电机停止转动时的效率为零的事实，但因减小了电流，而减小了输入电源功率，却提高了包含动力电源，控制器和电机的整个电机系统的能源利用效率。
也因为绕组串联的关系，自感电动势Eφ增大，EP-Eφ值变小，而电机绕组线圈的等效阻抗Rf变大，用PWM调节到同样的电流效果时，占空比变大，电流的脉冲峰值变小，各种损耗也就降低了。随着电流的利用率提高，电机发热量减小，还可以在原来电机的参数基础上，适量增加电机的转矩。
在随着电机的转速提高，因自感电动势的提高，限制到电机的转速时，把多个绕组再转换为串并联混合的状态，直到电机达到一定速度时，所有的绕组全部转换为并联状态。
通过这种方式达到了展宽电机的效率曲线，提高电机的最大转矩，降低电机发热量，对于以电池为能量来源的系统，则延长了电池的续航时间。
以往单绕组的电机为了兼顾低速时的电机转矩和低速时的效率，限制了最高速度。在用了多绕组串并联混合时，则可以极大的扩展了电机的转速范围，而不损失低速时的性能。
下面以一具体实施例来充分说明本发明，但是本领域技术人员应当知晓，其他任何显而易见的形式变化和调整均在本发明的保护范围之内。
在该优选实施例中，所述PWM调制及功率驱动模块4，由全桥或者三个半桥等通用驱动电路组成。图3a和3b提供了两种较为常见的电路形式。图3a用于驱动交流电机，无刷电机等；附图3b用于驱动步进电机，磁阻电机等。其中每个功率电路部分的栅极驱动供电(VCC)都是互相隔离的。栅极驱动信号输入端和输出端是不共地的，可以用各种隔离类型栅极驱动，如A光耦型：如HP公司的HCPL－3120，FAIRCHILD公司的FOD8384等；B磁隔离型：如ANALOG DEVICES公司的ADuM6132等；C非隔离但不共地型：如IR公司的IRS2117，IRS2118等高边驱动。
如图1a和图1b所示，所述电流检测模块6包括多个磁环8，磁环8设置在所述PWM调制及功率驱动模块4和所述对称绕组电机7之间。所有同一相的线要从同一方向穿过磁环8才能正确的采样到真实的相电流。电流霍尔传感器9位于磁环8开口间隙内(优选地，电流霍尔传感器9可以用allegro公司的A1363)。由于所有相线都有相同的电流方向和相位，所以电流是正向叠加的。当采样三相电流时，其计算方法为：
V相电流＝IV(1)+IV(2)+IV(3)+……+IV(N)；
U相电流＝IU(1)+IU(2)+IU(3)+……+IU(N)；
W相电流＝IW(1)+IW(2)+IW(3)+……+IW(N)。
当然，为了节省成本，也可以只采样两相的电流，第三相电流则通过公式I(W)+I(U)+I(V)＝0计算出来。也可以只采样其中一个绕组的电流，在乘以对称绕组的数量N。本领域技术人员可以根据实际的使用情况进行相应的选择和设定，本实施例对此不作限定。
所述栅极驱动电源模块5，为单变压器多路隔离稳压电源或多变压器多路隔离稳压电源中的一种。如图4a所示，为一单变压器多路隔离稳压电源，如图4b所示，为一多变压器多路隔离稳压电源。二者均包括M路彼此电气隔离的输出端，区别在于多变压器多路隔离稳压电源包括多个独立的PWM控制单元。
本实施例可以产生多种串并联状态。如其全串联状态时的等效电路如图5a至5c所示；当所述第一切换开关和所述第三切换开关关闭，所述第二切换开关因正向压降打通，电流流向如图5b和5c所示，整体形成串联关系。全部串联时，Eall＝E1+E2+E3+……+EN。
其全并联状态时的等效电路如图6a至6c所示。当所述第一切换开关和所述第三切换开关打开，所述第二切换开关关闭，电流流向如图6b和6c所示，整体形成并联关系。全部并联时，Eall＝E1＝E2＝E3……＝EN。
当N＝3时，其2并2串时的等效电路如图7a至7c所示。此时，第一驱动单元与第三驱动单元的切换开关状态一致，都是第一切换开关和第三切换开关关闭，第二切换开关打开；第二驱动单元则与之相反。此时Eall＝E1+E2＝E3+E4。当然若N的数值更大，还可以提供更多不同的串并联状态，即可以提供位于全部并联或全部串联这两种状态之间的过渡状态，避免电机切换不顺。对于多种不同的串并联状态本领域技术人员在本实施例公开的基础上完全可以获知，本实施例在此处就不一一赘述了。
对于本实施例中多个绕组的切换有不同的策略，如下：
1.人为给出设置档位。
2.根据反电动势的大小来切换。
3.根据电机的转速来切换。
4.根据电机相电流的大小来切换。
不论以上哪种切换方式(上述切换的具体方式本领域技术人员可以根据实际的使用情况自行设定，本实施例对此不作限定)都要关注电机在旋转过种中每个绕组产生的反电动势E(N)的电压值，因为在电机绕组由并联向串联切换时，所有串联的绕组产生的反电动势是相加的，为保证切换后总的反电动势Eall与电源电压EP不相差太多，要检测Eall电压值达到合适的数值时，才能执行由并联到串联的切换指令。
因为电机的每个绕组为对称的，所以产生的反电动势也是基本相同的，既E(1)＝E(2)＝……＝E(N)，只需要测量任意一个绕组的电压值即可，其中PWM调制和功率驱动模块(N)的负极公共端P_COM是始终接在动力电源地线的，它的反电动势E(N)的电压也是以地线为参考的，检测最为方便和成本低。而其它的绕组由于串并联的改变，电压是悬浮的，测量要用隔离方式。
当由串联向并联切换时，由于不存在反电动势相加的问题，可以不用考虑。
由于不论用继电器还是半导体功率管作为切换开关，其开关过程都有一定的时间延迟delay。在切换状态时，其开关按功能划分为两种类型，1：串联开关SK，2：并联开关PK、NK。这两类开关不能同时动作，以防出现电源正负极短路。
在切换时，要等待一个delay时间，让原来已经打开的一种类型开关彻底关闭后，才能打开另外一种类型的开关。而同样类型的开关是可以同时打开和关闭不用考虑开关延迟问题，这个delay时间数值根据用的开关不同适当调整，继电器一般为200ms以内，IGBT或MOSFET因栅级驱动电流不同，一般为100us到50ns范围内。如果要达到最佳切换速度，delay的数值需要实际的测量或根据参数计算。
下面是以n＝3为例，根据速度和反电动势综合判断，来切换串并联状态，图8以流程图的方式来说明切换过程。
在绕组和PWM调制与功率驱动模块改变串并联关系的情况下，由于所有的绕组是对称的，并且受同一组PWM信号的控制，当改变绕组串并联关系后，只是改变了绕组的等效匝数，和同样相电流下的转矩值，转换串并联状态后，针对不同的电机有以下几种情况：
1.没有电流环的开环控制的电机，如V/F控制类型的交流电机(ACM)和无电流环的无刷电机(BLDC)等，改变绕组的等效串并联关系后，对控制算法没有影，但会产生一定量的转矩波动。
2.对于有电流环控制算法的电机，如永磁同步电机(PMSM)和FOC算法的交流电机，在原来的控制算法基础上，根据当前的串并联状态，对从速度PID环或直接给出的电流基准值Iref，在改变绕组串并联状态的同时，用一组相对应的系数进行修正。
对于电机来说，对相电流的控制实质的结果就是对电机转矩的控制，不同的电机，电流和转矩的计算公式是不同的，也可能是非线性的。如果是无刷是机和永磁同步电机，由于接近直流有刷电机的特性，其电流转矩曲线也近似线性，可直接按照串并联的倍数关系取Ki的值，如以下所示：
当全并联时，Ki＝1；
两并两串时，Ki＝2；
当全部串时，Ki＝4；
Iref＝Iref*Ki；(C语言的自赋值表达方式)
把修正过的Iref再进入下一步的反PARK变换。
3.需要电机参数的无霍尔无刷电机，永磁同步电机控制，和无编码器的交流FOC控制，一般用到的电机参数有，相电感、相电阻和感应电动势，在需要计算这个量来进行无霍尔运行的算法,相电感、相电阻、感应电动势，在串并联切换后，绕组的上面的参数变化为整倍数的，所以只需要要切换后乘以一个修正系数即可。其修正系数的算法本领域技术人员应当知晓，此处不再赘述。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
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