一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法。

背景技术：

高频化是现代电力电子技术的发展趋势之一，实现高频化可以提高系统功率密度，减小装置的重量和体积。传统PWM开关变换器都工作在强迫开通和关断的硬开关状态，由于电力电子开关器件的非理想特性，通常在电压不为零的时候完成开通或者在电流不为零的时候完成关断，造成开关器件开断损耗较大、发热较大。由于开关损耗和开关频率成正比关系，因此当开关频率提高的时候，开关器件的开断损耗和发热也会增大，甚至烧坏开关器件。另一方面随着开关频率的提高，系统的du/dt和di/dt也会提高，造成严重的电磁干扰。为解决上述问题，最早于上世纪80年代初的软开关技术成为降低损耗提高效率的必要手段。

和传统PWM型DC/DC变换器相比谐振变换器易于实现软开关，可以降低损耗，有助于高频化发展。另外，谐振变换器在负载开路或短路的极端情况下具有较好的负载特性，在众多领域中得到广泛应用。LCC串并联谐振变换器兼备串联谐振变换器和并联谐振变换器的优点，具有较好的输出电压调节能力和负载短路保护能力。由于LCC串并联谐振变换器能够利用高频变压器的寄生参数，将其作为谐振回路的一部分，因此适用于高压高频场合。

谐振型开关变换器作为软开关(ZVS)的一种，具有工作频率高、损耗小、效率高、体积小等优点。LCC谐振型开关变换器以其兼具能够在全负载范围内实现原边开关管的ZVS开通，整流二极管的ZVS关断的特点和便于磁集成、输入电压范围宽等优势，在高频开关领域获得了广泛的关注和应用。

谐振变换器一般采用频率控制或移相控制。频率控制简单可靠、易于实现，对于低阶或高阶谐振变换器具有广泛适用性。其缺点主要表现为：为了调节输出开关频率需要在较大的范围内变化，这样会造成显著的电磁兼容问题，同时增加了滤波器的设计难度。移相控制解决了上述问题，其开关频率恒定，通过调节占空比控制输出电压。通常开关频率高于谐振频率，此时谐振网络呈感性。但移相控制的问题主要在于：当输出功率较小时，需要增加开关频率来保证开关管实现软开关。一般情况下，为了满足软开关条件设定开关频率略大于谐振频率。开关频率继续增加会使谐振回路的功率因数降低，进而导致换流增加，降低了谐振变换器的效率。换言之，传统移相控制无法实现大范围软开关。

变换器谐振电流增大会带来更多的导通损耗和更大的器件应力，造成变换器效率降低。传统移相控制下，减小谐振电流和保证ZVS实现是一对矛盾体，即优化导通损耗和开关损耗是无法同时实现的，对其中一个方面进行优化必然会破坏另一个方面的特性。

技术实现要素：

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法，本发明可以提高控制的自由度，在维持指定输出功率不变、保证ZVS实现的前提下，实现谐振电流最小化，提高变换器效率。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法，包括顺序执行的以下步骤：

步骤一、对LCC谐振变换器的输出电压进行采样获得输出电压采样值，将输出电压采样值与参考值做差得到电压差，将得到的电压差作为电压调节器的输入，得到电压调节器的输出指令值c；

步骤二、对LCC谐振变换器的谐振电流进行采样，经过优化算法得到两个修正系数k₁、k₂；

步骤三、用修正公式计算获得移相角θ和占空比d这2个指令值；

步骤四、将移相角θ和占空比d这2个指令值输入PWM移相混合调制器，得LCC谐振变换器原边四个开关管的驱动信号；

上述过程中，所述步骤二中优化算法的计算流程为：

步骤(1)设定k₁的初始值为0，根据LCC谐振变换器的任意稳态点P₀(θ₀，d₀)以及修正公式得到k₂的初始值；

步骤(2)同时增大k₁、k₂的值，判断k₁、k₂增大后的移相角θ和占空比d是满足更新条件；

步骤(3)若满足更新条件则更新k₁、k₂的值，并得到新的移相角θ和占空比d，并重复步骤(2)，若不满足更新条件则转入步骤(4)；

步骤(4)减小k₂的值，判断k₂减小后的移相角θ和占空比d是否满足更新条件；

步骤(5)若不满足条件则结束算法并输出上次更新前的k₁、k₂的值，若满足条件则更新k₂的值，并输出k₁、k₂的值。

进一步的，在本发明中，步骤(2)、(4)中所述的满足更新条件具体为同时满足以下3个条件：

条件(1)、控制变量θ、d更新后，LCC谐振变换器的标幺化输出功率P_n的波动不超过设定的阈值；

条件(2)、LCC谐振变换器的谐振电流的有效值减小；

条件(3)、满足软开关ZVS实现条件：φ_vi＝φ-φ_AB1≥10°；

其中：

φ_vi为LCC谐振变换器原边输出电压V_AB和谐振电流i_r之间的相位角；

φ为LCC谐振变换器等效电路输入阻抗角；

φ_AB1为LCC谐振变换器原边输出电压V_AB的基波分量V_AB1的相位角。

进一步的，在本发明中，所述步骤四中PWM移相混合调制器对LCC谐振变换器的调制按照以下4个条件进行：

条件(1)、LCC谐振变换器的原边超前桥臂上开关管S1和原边超前桥臂下开关管S2互补导通，原边滞后桥臂上开关管S3和原边滞后桥臂下开关管S4互补导通；

条件(2)、原边超前桥臂上开关管S1的占空比恒定，为50％；

条件(3)、三角载波幅值为1，频率为2倍开关频率；三角载波在第k个开关周期从2θ[k]/π开始计数，其中θ[k]为第k个开关周期的移相角，k为任意整数；

条件(4)、原边滞后桥臂下开关管S4驱动信号在第k个周期初始阶段为低电平，在第一个三角载波上升沿中当载波等于d[k]时翻转成高电平，在随后的三角载波下降沿中当三角载波等于d[k]时翻转为低电平，d[k]为占空比指令值。

进一步的，在本发明中，更新条件涉及的条件(1)中，LCC谐振变换器的标幺化输出功率P_n的计算公式为：

进一步的，在本发明中，所述条件(3)中，LCC谐振变换器等效输入阻抗角φ及V_AB1的相位角φ_AB1的计算公式为：

其中：

A＝C_p/C_s为谐振电容比值；C_s、C_p分别为串、并联谐振电容；

ω_s为开关角频率；

ω_n为标幺化开关频率；

α为副边整流关断角；

I_{r_rms}为谐振电流有效值；

V_o为输出电压。

有益效果：

(1)采用PWM移相混合控制，具有两个控制量，提高了控制的自由度，使变换器的控制自由度增强。

(2)采用优化算法计算得到调节系数，在维持指定输出功率不变并保证ZVS实现的前提下，通过调节系数改变控制量的组合来使谐振电流达到最小，提高变换器效率。

附图说明

图1是本发明用于LCC谐振变换器的PWM移相混合控制原理图；

图2是本发明提出的混合控制效率优化方法原理图；

图3是本发明方法的控制系统框图；

图4是本发明用于计算调节系数k₁、k₂的优化算法流程图；

图5是本发明用于LCC谐振变换器的数字PWM移相混合调制器原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

本发明提出一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法，其控制系统框图如图3所示。主要步骤包括：

(1)对LCC谐振变换器的输出电压进行采样，与参考值做差并作为电压调节器的输入，得到输出c；

(2)对LCC谐振变换器的谐振电流进采样，经过优化算法得到两个修正系数k₁、k₂；

(3)用k₁、k₂对电压调节器输出指令值c进行计算及修正，得到PWM移相混合控制方法的2个指令值：移相角θ和占空比d；

(4)将移相角θ和占空比d指令值输入PWM移相混合调制器，得到谐振变换器原边四个开关管的驱动信号，如图5所示。

本发明的一种LCC谐振变换器PWM移相混合控制及效率优化方法，其PWM移相混合调制器实施例如图1所示，每个开关周期为T_s，该调制方法按照满足以下4个原则进行：

条件(1)、LCC谐振变换器的原边超前桥臂上开关管S1和原边超前桥臂下开关管S2互补导通，原边滞后桥臂上开关管S3和原边滞后桥臂下开关管S4互补导通；

条件(2)、原边超前桥臂上开关管S1的占空比恒定，为50％；

条件(3)、三角载波幅值为1，频率为2倍开关频率；三角载波在第k个开关周期从2θ[k]/π开始计数，其中θ[k]为第k个开关周期的移相角，k为任意整数；

条件(4)、原边滞后桥臂下开关管S4驱动信号在第k个周期初始阶段为低电平，在第一个三角载波上升沿中当载波等于d[k]时翻转成高电平，在随后的三角载波下降沿中当三角载波等于d[k]时翻转为低电平，d[k]为占空比指令值。

由图1可知，当采用本发明提出的PWM移相混合控制时，LCC谐振变换器原边输出电压V_AB的基波分量V_AB1为：

其中：

V_{AB1_m}和φ_AB1分别为V_AB1的幅值和相位角；

V_in为LCC谐振变换器的输入直流电压。

由式(1)可知：当(θ，d)＝(0，0.5)，即S4占空比为50％且与S1同相位时，V_{AB1_m}达到最大值如下：

LCC谐振变换器的输入功率P_in可由以下公式求得：

其中:

I_{r_m}为谐振电流幅值；

Z_in为LCC谐振变换器的等效电路输入阻抗；

φ为LCC谐振变换器等效电路输入阻抗角。

LCC谐振变换器输出功率P_o为

P_o＝P_in·η (4)

其中：

η为LCC谐振变换器的效率。

将式(3)代入式(4)可以得到LCC谐振变换器输出功率P_o表达式

稳态情况下，当V_AB1达到最大值时，LCC谐振变换器能够向负载传输最大功率，因此输出功率最大值为

忽略LCC谐振变换器输出不同功率时效率的差异，则由式(1)、(5)以及(6)以得到LCC谐振变换器的标幺化输出功率

对于LCC谐振变换器，一般设置开关频率大于谐振频率。在开关频率较大的情况下，保证原边所有开关管实现ZVS是提升变换器效率的主要途径。而所有开关管实现ZVS的必要条件主要为：在开关管导通前，串联谐振电感为了开关管并联电容放电储存了足够的能量；在导通时刻开关管自身反并联二极管续流导通，谐振电流反向。结合图1可以得到ZVS实现条件的表达式：

其中：

φ_vi为LCC谐振变换器原边输出电压V_AB和谐振电流i_r之间的相位角；

φ为LCC谐振变换器等效电路输入阻抗角；

φ_AB1为LCC谐振变换器原边输出电压V_AB的基波分量V_AB1的相位角；

C_s、C_p分别为串、并联谐振电容；

A＝C_p/C_s为谐振电容比值；

ω_s为开关角频率；

ω_n为标幺化开关频率；

α为副边整流关断角；

I_{r_rms}为谐振电流的有效值；

V_o为输出电压。

开关管ZVS的实现可以通过增大φ来保证，φ表征了谐振回路电流滞后电压的程度。当电路参数确定后，只能靠提高开关频率来增大φ，而开关频率提升会很大程度上改变变换器的稳态特性，增加了器件选型及其他各环节参数设计难度，还会导致更多的损耗。

实际中为了保证ZVS可以通过降低φ_AB1的方式来实现。本发明提出的PWM移相混合控制具有更高的控制自由度，移相角θ和占空比d共同决定了φ_AB1的特性。

PWM移相混合控制下标幺化谐振电流有效值的表达式为：

当控制量(θ，d)变化时，I_n和φ_AB1的变化规律相反。为了减小谐振电流而改变控制量会造成φ_AB1增加，由式(8)第一个式子可知这一变化会使ZVS域度减小，破坏LCC谐振变换器的ZVS特性。因此减小谐振电流和保证ZVS实现是一对矛盾体，即优化导通损耗和开关损耗是无法同时是实现的，对其中一个方面进行优化必然会破坏另一个方面的特性。因此，实际中在设计控制方法时应对二者折衷处理。

为解决上述问题，本发明提出一种改进的PWM移相混合控制方法，在维持指定输出功率不变、保证ZVS实现的前提下，通过改变控制量(θ，d)的组合来减小谐振电流，从而达到提高变换器效率的优化目的。

结合图2对该改进PWM移相混合控制的原理进行进一步详细说明。图中曲线为标幺化输出功率P_n等高线。假设LCC谐振变换器处于某一稳定状态，对应的控制量(θ_A，d_A)在图中用A点表示，并以P_n＝0.6为例。优化过程为：使控制量沿着当前等高线移动(即可保证输出功率不变)，移动的方向是能够使谐振电流减小的方向，如图中箭头所示。另一方面根据控制量的变化利用式(8)对ZVS条件进行实时判断，当φ_AB1减小到一定程度后控制量停止移动，到达B点。该点对应的控制量(θ_B，d_B)即为最优控制点。当负载突变时输出功率发生变化，控制量在电压环作用下从当前等高线移动至另外一条等高线。通过算法控制(θ，d)只在线段OA及其延长线上移动于不同Pn等高线之间(图中以输出功率减小为例)，O为最大输出功率点(θ，d)＝(0，0.5)。当LCC谐振变换器重新回到稳定状态后，重复上述稳态优化过程，即可达到最优控制点C：(θ_C，d_C)。

图3所示为本发明方法的控制系统框图。首先对变换器的输出电压V_o进行采样，与参考值的差e作为电压调节器的输入，得到输出c；对变换器的谐振电流进采样，经过优化算法得到两个系数k₁、k₂；用k₁、k₂对电压调节器输出指令值c进行计算及修正，得到PWM移相混合控制方法的2个指令值：移相角θ和占空比d；将移相角和占空比指令值输入PWM移相混合调制器，得到谐振变换器原边四个开关管的驱动信号d₁、d₂、d₃、d₄。图中V_in为输入电压，i_r为谐振电流，i_R为整流输出电流，i_o为输出电流。S1-S4为原边开关管，L_r为谐振电容，C_s为串联谐振电容，C_p为并联谐振电容，Tr为变压器，n为变压器原副边匝比，C_f为输出滤波电容，R_L为负载。

为实现上述改进的PWM移相混合控制，本发明提出一种优化算法，通过优化算法计算得到两个系数k₁、k₂，对电压环的输出指令c修正，得到PWM移相混合控制的两个控制量(θ，d)。

指令值修正环节的主要任务首先是根据电压调节器的输出计算得到移相角指令值，起到对输出电压进行快速调节的作用；其次是计算占空比指令值，使控制点在稳态或负载突变过程中都处在最大功率点(θ，d)＝(0，0.5)所在的直线上。由此可以得到指令值的修正公式：

其中k1、k2为修正系数。

本发明提出的优化算法流程图如图4所示。

首先，假设LCC谐振变换器处于某一稳态点P₀(θ₀，d₀)，k₁初始值为0，k₂初始值可通过将式(10)入式(7)计算得到。

依次增加k₁、k₂，k₁增加导致移相角指令值变大，k₂增加相当于增加了控制点和最大功率点所在直线的斜率，使计算得到的占空比指令值变大，二者同时增加使控制点朝着谐振电流减小的方向移动。增加的程度决定了系统的控制精度，实际中可根据具体需求进行设置。

然后依次对以下条件进行判断：

(1)根据式(7)判断控制量改变后P_n的波动是否超过阈值(1％)；

(2)由谐振电流采样值计算得到其有效值，并判断是否减小；

(3)根据式(1)和式(8)计算φ和φ_AB1并判断是否满足ZVS的实现条件，为保留一定裕量，本发明将ZVS的实现条件设定为：φ_vi≥10°

当以上3个条件同时满足时，更新k₁、k₂的值并继续增大，直至以上3个条件中有任意一个不满足。

减小k₂的值并判断是否同时满足以上3个条件，若不满足，则结束算法并输出上次更新前k₁、k₂的值，若满足则更新k₁、k₂并输出，结束算法，通过式(10)得到最终的最优控制点。

从上述的分析中可知，本发明提出的PWM移相混合控制能使系统快速达到稳定，包括负载突变造成的输出功率变化过程；且指令值优化修正环节能在维持指定输出功率不变、保证ZVS实现的前提下，通过改变控制量(θ，d)的组合使谐振电流最小化，从而达到提高变换器效率的优化控制目标。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。