一种无位置传感器无刷直流电机换相偏差快速校正控制系统的制作方法

本发明涉及一种无位置传感器无刷直流电机换相偏差快速校正控制系统，用于实现无位置传感器无刷直流电机精确换相。

背景技术：

无刷直流电机因其高功率密度、高效率、高转矩惯量比、结构紧凑等优点广泛应用于工业、机器人产业、汽车、航天及军事领域。传统的无刷直流电机需要位置传感器提供转子位置信息以实现准确的换相控制，然而，位置传感器的安装不但增加了设备成本，也对电机的日常维护提出了更高的要求，同时也降低了系统整体的稳定性和可靠性。特别是在一些对可靠性要求极高的应用场合如军事和航天应用中，位置传感器的错误可能引发严重的问题。为了避免上述不利影响，无位置传感器电机驱动技术被广泛应用于无刷直流电机。在众多的无位置传感器驱动方法中，反电势过零点检测法因其简单易实现和高可靠性等优点应用最多。然而，由于低通滤波、电枢反应及器件延迟等带来的影响，由反电势过零点检测法所生成的换相信号不可避免地会伴随着换相偏差。不准确的换相信号会导致电机转矩脉动增大，高速下引发非导通相二极管续流，产生负的电磁力矩，甚至引起电机制动，严重降低电机效率。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是：针对无位置传感器无刷直流电机换相存在偏差的问题，通过分析换相前后无刷直流电机母线电流波形随换相偏差的变化规律，提出一种无位置传感器无刷直流电机换相偏差快速校正方法，并设计实现该方法的控制系统，精确补偿由低通滤波、器件延迟等带来的换相偏差，大大减少了偏差收敛时间，提高了换相精度。

本发明的技术解决方案：一种无位置传感器无刷直流电机换相偏差快速校正控制系统，包括电机驱动系统(1)、无刷直流电动机(2)、信号驱动电路(3)、反电势位置检测电路(4)、电流检测电路(5)、温度检测电路(6)和数字控制器(7)；电机驱动系统(1)中的三相逆变桥接收信号驱动电路(3)的驱动信号控制开关器件通断，三相逆变桥的输出直接连接无刷直流电机(2)的三相绕组，反电势位置检测电路(4)采集无刷直流电机(2)的三相绕组端电压，电流检测电路(5)通过精密无感采样电阻测量母线电流，温度检测电路(6)利用安装于无刷直流电机(2)内的温度传感器实时检测电机工作温度，反电势位置检测电路(4)、电流检测电路(5)、温度检测电路(6)三个模块测量的信号输入数字控制器(7)并经处理后输出给信号驱动电路(3)驱动系统运行，电机驱动系统(1)采用带有降压式变换器和高频调制陷波器的结构实现电机驱动；数字控制器(7)通过换相偏差快速校正方法，根据电流检测电路(5)检测得到的母线电流值计算得到换相前后无刷直流电机母线电流差值，然后计算换相偏差并在反电势位置检测电路(4)信号基础上进行补偿后输出换相信号，将此换相信号输出到信号驱动电路(3)控制电机驱动系统(1)中的开关器件通断最终驱动电机运行，温度检测电路(6)测量电机工作环境温度并由数字控制器(7)实时修正电机参数以提高偏差计算的准确性。

所述换相偏差快速校正方法具体实现如下：

第一步，温度检测电路(6)测量工作环境温度并由数字控制器(7)实时修正电机参数：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是测量的环境温度，T₀是标准室温，α_Br是磁性材料的温度系数，k_EMF是反电势的温度修正系数，A_2k-1是相应的2k-1阶次反电势谐波系数，A_2k-1(T)表示T温度下的2k-1阶次反电势谐波系数；k_R是电阻的温度修正系数，R表示单相绕组电阻，R(T)表示T温度下的单相绕组电阻。k_EMF、k_R可以分别通过离线测试得到。

第二步，根据电流检测电路(5)采样到的母线电流差值并由数字控制器(7)解算换相点相位偏差补偿值：

其中，Δ＝81·a²·d²+12·a·c²，d＝-Δi_L(α)·R，Δi_L(α)表示换相偏差为α时，换相前后母线电流差值，是解算得到的换相偏差补偿值，A₁与A₅是1阶与5阶相反电动势谐波系数，R是单相绕组电阻，δ_max是换相续流间隔内转子的最大位移，单位rad。

第三步，将实时计算出的换相偏差补偿量按照公式叠加到换相信号偏移量中，并与反电势位置检测电路(4)检测到的反电势过零点信号叠加得到换相信号，信号驱动电路(3)根据换相信号驱动开关管工作，式中θ(k)是第k次迭代的换相信号偏移量，θ(k-1)是第k-1次迭代的换相信号偏移量，是第k次计算出的换相偏差补偿量，k是迭代系数。

所述电流检测电路(5)对母线电流差值的采样方式为：为避免关断相续流引起的采样值波动，分别将换相前采样点前移δ_max弧度，换相后采样点后移δ_max弧度，换相前后采样点根据换相逻辑产生的换相信号分别确定，其中相移δ_max为续流间隔内转子的最大位移，其值由电机单相绕组电感L和电阻值R、直流侧电压u_d、转子转速ω、关断相电流值i、换相点偏移相位α参数利用如下公式决定：

其中i₀为关断相初始电流值，k_e为反电势基波系数；此外，为避免电机三相电枢阻抗不对称引起的采样电流值波动，将换相点前的电流采样点设置到下一个相邻的换相点前，使两个采样点位于同一导通区内；经偏移δ_max弧度且位于同一导通区内的电流采样点可以避免关断相续流与电机三相不对称的影响。

本发明的原理是：如附图3(a)所示，电机准确换相时，母线电流信号为对称波形。当换相存在偏差时，由于换相点偏离电机三相反电势对称点，换相前后电机绕组两端的电压不再对称，母线电流信号会出现明显的畸变，波形不再对称：如附图3(b)所示，超前换相时，换相前的母线电流比换相后明显偏小；如附图3(c)所示，滞后换相时，换相前的母线电流比换相后明显偏大。本发明利用母线电流换相前后的畸变量计算换相偏差，通过比较换相前后无刷直流电机母线电流波形的差别，得到换相前后母线电流差值与换相偏差之间的解析关系，进而通过检测换相前后母线电流差值获得电机换相点的相位偏差值。

理想情况下的偏差解算方程可以根据母线电流的变化与偏差大小的关系推出，经分析可知母线电流值等于非换相相电流的绝对值，因此这里以附图4中由AC→BC的换相过程为例进行分析，附图4(a)为换相前AC相导通时的电流回路，此时T1和T2管开通，电流由直流电源正极流出，依次流经A相绕组和C相绕组，最后流回直流电源负极；附图4(b)为换相后BC相导通时的电流回路，此时T3和T2管开通，电流由直流电源正极流出，依次流经B相绕组和C相绕组，最后流回直流电源负极。这一换相过程中C相为非换相相，换相前后C相电阻压降分别为：

其中，β表示换相时刻转子相位，u_d(β)为直流侧电压，u_ca(β)、u_cd(β)分别表示换相前和换相后C相电阻上的电压降，e_a(β)表示A相绕组在β角位置所感生的反电动势，e_b(β)表示B相绕组在β角位置所感生的反电动势，e_c(β)表示C相绕组在β角位置所感生的反电动势，e_x表示三相反电势，下标x＝a，b，c分别代表A、B、C三相，A_2k-1表示相应的2k-1阶次的谐波系数，m＝-1，0，1表示三相反电势的相位差系数，θ是转子位置，谐波系数A_2k-1可以通过离线对电机反电势波形进行傅里叶分解得到。

换相前后母线电流差值为：

其中α表示换相偏差，将反电势系数及检测到的母线电流差值代入方程，可以解算出准确的换相偏差α。

如附图5所示，本发明改进了母线电流差值的采样方式。理想情况下当换相时刻没有电流脉动时，可以将采样点(附图5(a)中A表示理想的换相前采样点，B表示理想的换相后采样点)设置在换相时刻的前后，在此方式下无偏差换相时两采样点处电流相等，有偏差换相时两采样点处电流不等。然而实际电机换相时，如附图5(b)所示，由于关断相电流续流，母线电流存在脉动，如果按照传统的采样方式，实际采样点处(附图5(b)中A1表示实际的换相前采样点，B1表示实际的换相后采样点)母线电流值将不可避免地受到续流电流的影响。本发明改进电流采样方式，根据续流时间及转子转速设置相移δ_max，分别将换相前采样点提前δ_max弧度(附图5(c)中A2表示改进后的换相前采样点)，换相后采样点延迟δ_max弧度(附图5(c)中B2表示改进后的换相后采样点)以使采样点避开续流区，进而使相位校正算法避免电流脉动的干扰。此外，考虑到原采样方法采样换相前后母线电流差值，如果换相前后导通相绕组阻抗不一致，即使系统不存在换相点的相位偏移母线电流也会出现波动，从而影响相位校正算法的性能。为了避免不同导通区绕组参数不对称对母线电流的影响(附图5(c)，不同导通区间内电流幅值不等)，将换相前与换相后的采样点设置于同一导通区内(附图5(d)中A3表示调整后的换相前采样点，B2表示调整后的换相后采样点。所设置的相移δ_maxx由电机单相绕组电感L和电阻值R、直流侧电压u_d、转子转速ω、关断相电流值i、换相点偏移相位α按照如下公式决定：

其中，i₀为关断相初始电流值，k_e为反电势基波系数；根据电流公式可以计算出该相关断后相电流续流时间，并由转子的角速度可得到续流间隔内转子的最大相移δ_max。

改进电流差采样方法后的母线电流差值可以表示为：

其中，δ表示换相时刻转子的相位。

忽略方程中数值较小的反电势高次谐波项，上式可以简化为：

将正弦项利用泰勒级数展开，忽略数值较小的泰勒级数高次项，可将上式转换为一元三

次方程：a·α³+c·α+d＝0，其中，d＝-Δi_L(α)·R，

进一步求解三次方程，可得其中Δ＝81·a²·d²+12·a·c²。

将反电势系数、母线电流差值及续流间隔内转子最大位移δ_max代入方程，可以解算出换相偏差α。得到换相偏差后，换相补偿模块根据换相偏差生成补偿信号，叠加到检测的反电势过零信号中，并不断迭代计算，经过换相逻辑处理后即可得到准确的换相信号。

由上述推导的方程可见，准确的反电势系数和绕组电阻参数是进行换相偏差校正的关键，因此必须对反电势系数和电阻值进行估计。电机的反电势呈周期性变化，其周期性规律与转子位置及转速相关。本发明采用基于神经网络拟合和傅里叶分解的方法对反电势系数进行估计，首先离线获得电机在特定转速下的相反电势波形，采用神经网络拟合的方法拟合得到单位化的反电势波形函数，然后将其进行傅里叶分解，得到各阶单位化谐波系数K_2k-1，当控制系统测得转速ω后，各阶反电势系数A_2k-1＝ω*K_2k-1。另外，无刷直流电机运行过程中，电机参数(反电势系数、绕组电阻)易受环境温度的干扰，为了消除由于温度变化引起的参数摄动，本发明利用电机的温度传感器设计温度检测电路(6)实时监测电机工作环境温度，控制器根据反馈的环境温度对电机参数进行修正。反电势系数和绕组电阻可以分别通过以下公式修正：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是测量的环境温度，T₀是标准室温，α_Br是磁性材料温度系数，k_EMF是反电势温度修正系数，A_2k-1是相应的2k-1阶次反电势谐波系数；k_R是电阻的温度修正系数，R表示绕组电阻，k_EMF、k_R可以通过离线测试得到。由此，电机的反电势系数和绕组电阻可以实时地根据工作环境温度修正。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明针对无位置传感器无刷直流电机换相偏差校正问题，通过分析换相前后母线电流差值与换相偏差之间的关系，推导出相位偏差解算方程，实时精确地计算出换相偏差并进行补偿。与现有方法相比，本发明方法极大地缩短了偏差收敛时间。

(2)本发明改进了母线电流差值采样方法，通过对同一导通区内的母线电流进行偏移采样，避免了电流换相脉动和电机三相阻抗不对称对相位校正方法精度的影响。

(3)本发明根据工作环境温度实时修正电机参数，提高了相位偏差解算方程中电机参数的鲁棒性和换相偏差计算的准确性。

(4)本发明基于换相前后母线电流差值实现，只需设置一路母线电流采样电路，避免了传统的基于电压的相位校正方法设置三路采样处理电路的需求，降低了系统的硬件复杂性。

附图说明

图1为本发明的无刷直流电机换相偏差快速校正驱动控制系统；

图2为本发明的换相校正算法流程图；

图3为本发明所述的母线电流波形图，其中图3(a)为无偏差换相时母线电流波形图，图3(b)为超前换相时母线电流波形图，图3(c)为滞后换相时母线电流波形图；

图4为本发明所述的换相前后电流流通路径示意图，其中图4(a)为换相前AC相导通时的电流回路，图4(b)为换相后BC相导通时的电流回路；

图5为本发明所提出的电流差采样点设置位置示意图，其中图5(a)为理想状态无续流时的传统采样方式，图5(b)为实际状态有续流时的传统采样方式，图5(c)为避免续流而改进的采样方式，图5(d)为避免相不平衡而改进的采样方式；

图6为本发明的方法与PI调节方法实验效果对比图，其中图6(a)为电机转速为1200rpm时采用PI调节方式与本发明方式存在超前换相偏差时的收敛时间比较图，图6(b)为电机转速为1200rpm时采用PI调节方式与本发明方式存在滞后换相偏差时的收敛时间比较图，图6(c)为电机转速为1200rpm时采用本发明方式存在超前换相偏差时调节过程收敛时间局部放大图，图6(d)为电机转速为1200rpm时采用本发明方式存在滞后换相偏差时调节过程收敛时间局部放大图。

具体实施方式

附图1为本发明设计的针对无位置传感器无刷直流电机换相偏差校正控制系统，包括电机驱动系统(1)、无刷直流电动机(2)、信号驱动电路(3)、反电势位置检测电路(4)、电流检测电路(5)、温度检测电路(6)和数字控制器(7)。

电机驱动系统(1)中的三相逆变桥接收信号驱动电路(3)的驱动信号控制开关器件通断，三相逆变桥的输出直接连接无刷直流电机(2)的三相绕组，反电势位置检测电路(4)采集无刷直流电机(2)的三相绕组端电压，电流检测电路(5)通过精密无感采样电阻测量母线电流，温度检测电路(6)利用安装于无刷直流电机(2)内的温度传感器实时检测电机工作温度，反电势位置检测电路(4)、电流检测电路(5)、温度检测电路(6)三个模块测量的信号都输入数字控制器(7)并经处理后输出给信号驱动电路(3)驱动系统运行。

为了降低无刷直流电动机(2)定子的铁耗，本系统所用无刷直流电动机(2)为无铁芯定子电机，其绕组电感值<50uH。

电机驱动系统(1)包括降压式变换器、高频陷波器、三相逆变桥电路。为了减小无刷直流电动机(2)由于电感值小带来的电流脉动，电机驱动系统(1)采用降压式变换器通过PWM方式调节直流侧电压进而实现调速；为了消除高频噪声引起的电流采样波动，减少噪声对母线电流差值采样的影响，在电机驱动系统(1)中增设了高频陷波器，高频陷波器采用并联LC电路结构，并整体串联在降压式变换器与三相逆变桥之间，高频陷波器具有高阻抗和无相位延迟特性，可以吸收高频开关噪声；三相逆变桥根据换相驱动信号控制无刷直流电动机(2)换相运行。

反电势位置检测电路(4)将三相端电压信号分别经过RC低通滤波器处理后与电阻网络产生的虚拟中性点信号进行比较，当端电压与中性点的差值过零时比较电路输出信号产生翻转，由此得到三路反电势过零点信号，将此信号经过整形滤波电路送入数字控制器中，可以获得原始的位置信息和换相信号。反电势位置检测电路(4)包括RC低通滤波电路，电压比较电路，虚拟中性点电路，信号滤波整形电路。

电流检测电路(5)将无刷直流电机母线上的高精度无感采样电阻两端的电压信号经过差分并放大后输入到电压偏置电路中，电压偏置电路为输入的差分放大信号提供固定偏置以保证单极性的AD转换器可以测量到母线上不同方向和大小的电流；经电压偏置电路处理后的信号输入到AD转换器中转换为数字信号，控制器对母线电流数字信号进行读取并计算电流差。电流检测电路(5)包括：精密无感采样电阻，差分运放电路，电压偏置电路，AD转换器。

数字控制器(7)由FPGA+DSP实现，其中包括电流检测、温度检测、参数修正、测速与调速、转子位置确定、换相校正等几个功能模块。数字控制器(7)中的电流检测模块在设定的采样时刻读取AD转换来的电流信号，并计算出电流差值；换相校正模块利用偏差解算方程由电流差值计算出准确的换相偏差，并将补偿量分别叠加到三路过零点信号中，经换相逻辑处理后即可得到六路准确的换相信号，实现对换相偏差的补偿。

本发明根据换相前后母线电流差值校正换相偏差，如附图2所示，具体算法流程如下：

第一步，温度测量及电机参数修正。

换相校正开始后，温度检测电路(6)测量工作环境温度并由数字控制器(7)实时修正电机参数：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是测量的环境温度，T₀是标准室温，α_Br是磁性材料的温度系数，k_EMF是反电势的温度修正系数，A_2k-1是相应的2k-1阶次反电势谐波系数，A_2k-1(T)表示T温度下的2k-1阶次反电势谐波系数；k_R是电阻的温度修正系数，R表示单相绕组电阻，R(T)表示T温度下的单相绕组电阻。k_EMF、k_R可以分别通过离线测试得到。

第二步，采样母线电流差并计算换相偏差补偿量。

电流检测电路(5)采样得到母线电流差值并输入数字控制器(7)解算换相点相位偏差补偿值：

其中，Δ＝81·a²·d²+12·a·c²，d＝-Δi_L(α)·R，Δi_L(α)表示换相偏差为α时，换相前后母线电流差值，是解算得到的换相偏差补偿值，A₁与A₅是1阶与5阶相反电动势谐波系数，R是单相绕组电阻，δ_max是换相续流间隔内转子的最大位移，单位为rad。

第三步，补偿换相偏差并输出换相信号。

将实时计算出的换相偏差补偿量按照公式叠加到换相信号偏移量中，并与反电势位置检测电路(4)检测到的反电势过零点信号叠加得到换相信号，信号驱动电路(3)根据换相信号驱动开关管工作，式中θ(k)是第k次迭代的换相信号偏移量，θ(k-1)是第k-1次迭代的换相信号偏移量，是第k次计算出的换相偏差补偿量，k是迭代系数。

控制系统重复第一步至第三步，实现换相偏差的闭环校正并驱动电机运行。

控制系统的换相偏差校正效果如附图6所示，采用本发明的校正方法与传统的PI调节方法相比，偏差收敛速度有明显的提高。图6(a)为电机转速为1200rpm时采用PI调节方法与本发明方法存在超前换相偏差时的收敛时间比较图，图6(c)为电机转速为1200rpm存在超前换相偏差时采用本发明方法调节过程收敛时间的局部放大图，从图6(a)、(c)中可以看出采用PI方法收敛时间约为0.75s，本发明方法收敛时间约为0.004s；图6(b)为电机转速为1200rpm时采用PI调节方式与本发明方式存在滞后换相偏差时的收敛时间比较图，图6(d)为电机转速为1200rpm存在滞后换相偏差时采用本发明方法调节过程收敛时间的局部放大图，从图6(b)、(d)中可以看出采用PI方法收敛时间约为0.75s，本发明方法收敛时间约为0.004s，可以看出本发明方法收敛时间缩减到PI方法的1％以下，相比PI调节方法的偏差收敛时间明显减少。

本发明未详细阐述部分属于本领域公知技术。