补偿电路、集成电路和多环路直流‑直流变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种补偿电路、集成电路和多环路直流-直流变换器。

背景技术：

开关型直流-直流变换器或利用线性器件构造的功率变换器可以作为电池充电器使用。这类电路一般会包含多个反馈环路，可以基于多个参量对功率变换器的状态进行控制。

如图1所示，采用降压型拓扑(BUCK)的功率级电路1接收输入电压对电池进行充电，控制电路2的反馈补偿网络21需要获取输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat作为反馈参量来进行控制并输出补偿信号Vcmp，控制电路2的PWM发生器22根据补偿信号Vcmp来生成开关控制信号控制功率级电路1中的开关。

如图2所示，采用线性电源器件的的功率级电路1’接收输入电压对电池进行充电。控制电路2’的反馈补偿网络21同样需要获取输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat作为反馈参量来进行控制并输出补偿信号Vcmp，控制电路2’的线性驱动器DR根据补偿信号Vcmp输出控制电压调节线性电源器件。

对于图1和图2所示的多环路系统，其补偿电路通常采用对不同的反馈参量分别补偿的方法生成补偿信号。但是，虽然这类方案各个环路独立进行补偿，易于设计，但是补偿电路的器件数量多，不能满足电路规模小型化的需要。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种适用于多环路系统的补偿电路和集成电路，以及对应的多环路直流-直流变换器，以减少器件数量，减小补偿电路占用的集成电路芯片面积，同时降低成本。

第一方面，提供一种补偿电路，用于功率变换器的控制环路，所述补偿电路包括：

多个误差放大支路，用于分别对不同的反馈参量进行误差放大以输出对应的误差信号；

选择电路，与所述多个误差放大支路连接，选择一路误差信号输出；以及，

补偿信号生成电路，与所述选择电路连接，根据所述选择电路输出的误差信号输出补偿信号。

优选地，所述选择电路选择多个误差信号中最小的误差信号输出。

优选地，所述选择电路包括多个二极管，分别与所述多个误差放大支路一一对应，所述二极管的阴极与对应的误差放大支路的输出端连接，阳极与所述选择电路的输出端连接。

优选地，每个所述误差放大支路包括一个具有对应的放大系数的误差放大器。

优选地，所述误差放大器输入对应的反馈参量以及所述反馈参量对应的基准参量。

优选地，所述补偿信号生成电路包括：

偏置电压施加电路，用于分别对所述选择电路输出的误差信号和补偿信号基准信号施加相同的偏置电压；以及，

补偿模块，用于根据施加偏置电压后的误差信号和基准信号生成补偿信号。

优选地，所述偏置电压施加电路包括：

第一电压源，连接在所述选择电路输出端和所述补偿模块的误差信号输入端之间；

第二电压源，连接在接地端和所述补偿模块的基准信号输入端之间；

所述第一电压源和第二电压源的电压值相同。

优选地，所述补偿模块包括：

跨导放大器；以及，

补偿网络，连接在所述跨导放大器的输出端和接地端之间。

优选地，所述补偿模块包括：

运算放大器；

第一补偿网络，连接在所述运算放大器的第一输入端和施加偏置电压后的误差信号的输出端之间；以及，

第二补偿网络，连接在所述运算放大器的第一输入端和输出端之间。

第二方面，提供一种多环路直流-直流变换器，包括：

功率级电路；以及，

控制电路，所述控制电路的控制环路包括如上所述的补偿电路。

第三方面，提供一种集成电路，用于开关型变换器的控制回路，所述集成电路包括：

多个误差放大支路，用于分别对不同的反馈参量进行误差放大输出对应的误差信号；

选择电路，与所述多个误差放大支路连接，选择一路误差信号输出；

偏置电压施加电路，用于分别对所述选择电路输出的误差值和补偿信号基准信号施加相同的偏置电压；以及，

跨导放大器或误差放大器，用于构成补偿模块以根据施加偏置电压后的误差信号和基准信号生成补偿信号。

通过先对不同环路的反馈参量进行误差放大，然后选择一路误差信号输入到补偿信号生成电路中进行补偿，从而可以使得多个环路共用同一个补偿信号生成电路，同时，预先进行误差放大的处理可以使得电路不需要使用电流源，从而降低了电路设计难度，而且，负载切换时的动态响应速度加快。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有的多环路直流-直流变换器的示意图；

图2是另一种现有的多环路直流-直流变换器的示意图；

图3是一个对比例的多环路补偿电路的示意图；

图4是另一个对比例的多环路补偿电路的示意图；

图5是本发明实施例的补偿电路的示意图；

图6是本发明实施例一个优选的多环路直流-直流变换器的示意图；

图7是本发明实施例的多环路直流-直流变换器与第一对比例在负载突然增加时的工作波形图；

图8是本发明实施例的多环路直流-直流变换器与第一对比例、第二对比例在系统负载突然变小时的工作波形图；

图9是本发明实施例一个优选的补偿电路的示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图3是一个对比例的多环路补偿电路的示意图。如图3所示，所述补偿电路包括多个补偿支路，每个补偿支路包括独立的补偿模块。在图3中，对于输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat四个反馈参量，设置四个补偿模块。四个补偿模块分别输入输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat的反馈参量以及对应的基准参量Vinref、Iinref、Ichgref以及Vbatref。每个补偿模块包括跨导放大器GMi(i＝1-4)和对应的补偿网络。每个补偿模块独立地生成反馈参量对应的补偿信号Vea1-Vea4输出到选择电路，所述选择电路包括四个二极管D1-D4，其阴极分别与对应的补偿模块输出端连接，阳极连接在一起，选择最小的补偿信号Vcmp输出。图3所示的补偿电路，每一路的反馈参量独立进行补偿，设计简单。但是，由于每个补偿模块都具有对应的补偿网络，器件数量较多，同时，补偿网络中的大电容对于电路规模的负面影响更为明显。

图4是另一个对比例的多环路补偿电路的示意图。如图4所示，所述补偿电路包括多个反馈支路，每个反馈支路具有相互连接的输出。在图4中，设置有四个反馈支路，每个反馈支路包括一个跨导放大器GMi、一个误差消除电流源Ii以及二极管Di，i＝1-4。其中，误差消除电流源Ii连接在跨导放大器GMi的输出端和接地端之间，用于在所述二极管导通时从所述反馈支路输出端抽取具有预定强度的电流。二极管Di连接在跨导放大器GMi的输出端和反馈支路输出端之间。多个反馈支路的二极管实际上组成了一个选择电路，每次只选通一个反馈支路。多个反馈支路共用一个补偿网络CP，其为由电阻以及电容构成的网络，用于与被选通的支路中的跨导放大器GMi一起对该支路对应的反馈参量进行误差放大补偿生成补偿信号。同时，补偿电路还包括补偿电流源Ac，其与补偿网络CP连接，用于以与跨导放大器生成的调节电流相反的方向对所述补偿电路注入或抽取预定强度的电流。补偿电流源Ac从电路启动开始对补偿网络CP的补偿电容Cc充电，使得补偿网络CP输出的补偿信号Vc缓慢上升，在遇到反馈支路从输出端抽取电流时，补偿网络的电容被放电，使得补偿信号Vc被调节。图4所示的电路通过多个反馈支路共用同一个补偿网络，各反馈支路通过单向的调节电流来对补偿电路施加反馈调节补偿信号，由此，可以不需要为每个支路配备单独的补偿电容和补偿电阻，有利于减少元器件数量，缩小控制电路的体积，提高功率密度。但是，图4所示的补偿电路需要控制各个环路之间的相互影响，需要将误差消除电流源Ii的偏置电流设计得很小，这会使得动态效应较慢，不能满足部分应用场景的要求。同时，图4所示的补偿电路还需要电流的匹配的精确度较高，这会提高控制电路的成本。

图5是本发明实施例的补偿电路的示意图。如图5所示，本发明实施例的补偿电路包括多个误差放大支路EA1-EA4、选择电路SEL以及补偿信号生成电路CMPA。其中，多个误差放大支路EA1-EA4用于分别对不同的反馈参量(图5中为输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat四个反馈参量)相对于对应的基准参量(Vinref、Iinref、Ichgref和Vbatref)进行误差放大，以输出对应的误差信号Vea1-Vea4。选择电路SEL与所述多个误差放大支路连接，选择一路误差信号输出。

在图5中，选择电路SEL包括多个二极管D1-D4，分别与所述多个误差放大支路一一对应。二极管Di的阴极与对应的误差放大支路EAi的输出端连接，阳极与选择电路的输出端连接。如图5所示的选择电路，阴极电压最低的那个二极管会导通，并将输出端的电压拉低到等于该最低电压，从而使得其它二极管截止。由此，选择电路SEL可以选择误差信号Vea1-Vea4中最小的一路输出。

补偿信号生成电路CMPA与选择电路SEL连接，根据所述选择电路输出的误差信号Vea输出补偿信号Vcmp。

补偿信号生成电路CMPA可以仅包括一个补偿模块。补偿模块可以根据误差信号和基准信号生成补偿信号Vcmp，其可以表征电路当前偏离期望状态的程度，从而便于控制环路中的后级电路生成控制功率级电路的控制信号。具体来说，对于图5所示的电路，各误差放大支路EA1-EA4分别对输入电压Vin、输入电流Iin、充电电流Ichg以及电池电压Vbat四个反馈参量相对于其对应的基准值Vinref、Iinref、Ichgref、Vbatref的误差偏移量以不同的放大系数X1-X4进行放大，获得各参量的误差信号Vea1-Vea4。选择电路SEL选择其中最小的误差信号Vea输出到补偿信号生成电路CMPA。补偿信号生成电路CMPA针对该最小的误差信号Vea生成补偿信号Vcmp。由此，每次控制电路以使得当前偏离期望值最小的参量向期望值变化的策略来进行功率电路控制。这样的控制策略可以使得电路参量的变化不会大幅摇摆，保证了电路的稳定性。

优选地，如图5所示，补偿信号生成电路CMPA可以包括偏置电压施加电路BIAS和补偿模块CMP。其中，偏置电压施加电路BIAS用于分别对选择电路SEL输出的误差信号Vea和补偿信号基准信号施加相同的偏置电压。补偿模块可以采用现有的单路的补偿电路相同的结构，用于根据施加偏置电压后的误差信号和施加偏置电压后基准信号生成补偿信号。施加偏置电压可以防止某些情况下误差信号Vea为负电压导致输入电压不能满足补偿模块CMP的共模输入要求。

图6是本发明实施例一个优选的多环路直流-直流变换器的示意图。如图6所示，所述多环路直流-直流变换器包括功率级电路1和控制电路3。控制电路包括具有多个反馈支路的反馈电路FB，由对应的四个误差放大支路EA1-EA4、选择电路SEL和补偿信号生成电路CMPA组成的补偿电路以及PWM生成电路PWM。其中，在图6所示的多环路直流-直流变换器中，PWM生成电路PWM比较补偿信号Vcmp和输入电流采样信号Visamp以及时钟信号来生成用于控制功率级电路的开关的PWM信号。具体地，如图6所示，PWM生成电路PWM包括比较器CMP1和RS触发器RS1。

对于补偿电路，其补偿信号生成电路CMPA包括由第一电压源V1和第二电压源V2构成的偏置电压施加电路以及补偿模块。其中，第一电压源V1连接在选择电路的输出端和所述补偿模块的误差信号输入端之间，用于对选择电路输出的误差放大信号施加一个偏置电压V1。第二电压源V2连接在接地端和所述补偿模块的基准信号输入端之间，用于对基准电压施加一个偏置电压V2。第一电压源V1施加的偏置电压V1与第二电压源V2施加的偏置电压V2相等。所述补偿模块可以采用任何现有技术中使用的单路参量补偿电路的结构。在图6中，补偿模块包括跨导放大器GM以及补偿网络CP。其中，补偿网络包括电容C1、C2和电阻R1。电容C1为滤波电容，设置在跨导放大器GM的输出端和接地端之间。电容C2和电阻R1串联连接在跨导放大器GM的输出端和接地端之间。由此，补偿网络CP可以基于跨导放大器根据误差信号和基准信号输出的电流生成所需要的补偿信号Vcmp。

对于图6所示的补偿电路，将误差放大支路的放大系数计为X1、X2、X3和X4，跨导放大器GM的跨导放大系数计为GM，补偿网络的阻抗计为Zcomp，则四个环路的传递函数分别为：

G_VIN＝ΔV_cmp/ΔV_IN＝X1*GM*Z_COMP

G_IIN＝ΔV_cmp/ΔI_IN＝-X2*GM*Z_COMP

G_ICHG＝ΔV_cmp/ΔI_CHG＝-X3*GM*Z_COMP

G_VBAT＝ΔV_cmp/ΔV_BAT＝-X4*GM*Z_COMP

根据需要，可以通过改变补偿网络的参数以及网络结构调整传递函数。同时，也可以在补偿网络中加入开关对传递函数进行非线性的调节。

图7是本发明实施例的多环路直流-直流变换器与第一对比例的在负载突然增加时的工作波形图。如图7所示，在t0时刻，系统负载突然增加，负载电流Isys增加，进而导致输入电流Iin突然增加。

对于本发明实施例的多环路直流-直流变换器，与输入电流的反馈参量对应的误差放大支路输出的误差信号Vea2相应地突然减小，由此成为最小的误差信号并被选择电路SEL选通输出，也即，Vea＝Vea2。由此，在t0-t1时间段内，使得补偿信号Vcmp下降，进而导致电感电流下降。在t1-t2时间段，补偿电路输出的补偿信号Vcmp持续下降，直至t2时刻，Iin下降到限流点，电路进入稳定状态。

而对于第一对比例的补偿电路，由于对于每个反馈参量直接连接一个补偿模块，补偿模块输出相对于反馈参量的变化有延迟。因此，如图7所示，在负载突然增加导致输入电流Iin突然增加时，作用在选择电路输入端的信号Vea2(应理解，这里的Vea2实际上并不是误差放大信号，而是一个补偿信号，其仅仅是在电路中的相对位置与本发明实施例的Vea2对应)开始缓慢线性地下降，其在一段时间内(t0-t1期间)仍然大于另一路的补偿信号Vea3。因此，在此期间，补偿电路输出的补偿信号等于Vea3而不能反映输入电流的突然增加。由于Vea3并未波动，因此补偿信号Vcmp保持不变，电感电流也保持不变。直到t1时刻时，Vea2才下降到小于Vea3，此时选择电路选择Vea2作为补偿信号输出，也即Vcmp＝Vea2,此时Vcmp才开始下降，并进而使得控制电路控制电感电流下降。在t2-t3时间内，本发明实施例的多环路直流-直流变换器已经稳态运行。而对于第一对比例的补偿电路，补偿信号Vcmp的下降会持续到t3时刻，直至输入电流Iin下降到限流点，电路才能进入稳定状态。

由此可见，相对于第一对比例，本发明实施例的补偿电路具有更好的动态响应，能够快速响应于电路反馈参量的变化对补偿信号做出调整。而第一对比例则不可避免地存在延迟。

图8是本发明实施例的多环路直流-直流变换器与第一对比例、第二对比例在系统负载突然变小时的工作波形图。如图8所示，在t0时刻,系统负载突然减小，导致输入电流Iin突然减小。

对于本发明实施例的多环路直流-直流变换器，在t0-t1时间段，与输入电流Iin的反馈参量对应的误差放大支路输出的误差信号Vea2相应地突然增大，从而使得更小的误差信号Vea3(对应于充电电流)被选中输出到补偿模块，也即，Vea＝Vea3。补偿模块响应于输入信号的变化输出组件上升的补偿信号，从而使得电感电流IL上升。在t1时刻，充电电流Ichg上升到限流点，补偿信号Vcmp停止上升，电路进入稳定状态，也即，本发明实施例的补偿电路可以在t1时刻就完成响应于系统负载突然增加的变化进入稳定状态。

对于第一对比例，与对图7的分析类似，由于补偿模块有延迟性，从t0时刻开始，Vea2会缓慢地上升，在此过程中，一个时间段内都保持比Vea3低，因此，选择电路会选择Vea2作为补偿信号输出。在t0-t1期间，补偿信号Vcmp随Vea2缓慢上升，从而使得电感电流IL上升。在此期间，充电电流Ichg和输入电流Iin都会随着电感电流IL的上升而上升。在t1时刻，充电电流Ichg上升到限流点，但是，此时Vea2仍然小于Vea3，因此，在t1-t2期间，补偿信号Vcmp仍然为Vea2，控制电路控制电感电流IL继续上升到t2时刻。在t2时刻，Vea2上升到大于Vea3,选择电路将基于充电电流Ichg的反馈参量生成的补偿信号Vea3输出。由于此时充电电流过大超过限流点，因此Vea3逐渐下降，并使得电感电流IL逐渐下降，直至t3时刻，充电电流Ichg下降到限流点，电路才进入稳定状态。

对于第二对比例，在t0时刻，Iin的突然减小会使得对应的跨导放大器GM2的输出反向，并使得对应支路的二极管导通，电压Vea2突然上升，同时，原来导通的二极管D3被截止，使得充电电流Ichg对应支路的电压Vea3突然下降。跨导放大器GM2与补偿网络CP组成补偿电路，生成补偿信号Vcmp。补偿信号Vcmp由补偿电流源充电，由于补偿电流源Ac较小，补偿信号只能缓慢上升，直至t4时刻，电路才能进入稳定状态。

由此可见，相对于第一对比例和第二对比例，本发明实施例的补偿电路在负载突然减小时，具有更佳优秀的动态响应特性。

本发明实施例通过先对不同环路的反馈参量进行误差放大，然后选择一路误差信号输入到补偿信号生成电路中进行补偿，从而可以使得多个环路共用同一个补偿信号生成电路，同时，预先进行误差放大的处理可以使得电路不需要使用电流源，从而降低了电路设计难度，而且，负载切换时的动态响应速度加快。相对于第一对比例，本发明实施例的补偿电路器件数量少，并且具有更快的动态响应。相对于第二对比例，本发明实施例的补偿电路的参数设计更加简单，可以避免出现两个以上环路被选中同时工作的情形，提高了调节精度；同时，也具有更快的动态响应。

在图5和图6所示的补偿电路中，除了电容器件外，其它器件均可以集成在集成电路中。基于本发明实施例的补偿电路可以减小集成电路的规模。

图9是本发明实施例一个优选的补偿电路的示意图。如图9所示，所述补偿电路的补偿模块结构不同于图6，同时，根据控制策略的不同，各误差放大支路的输入连接方式也有所不同。图9中的补偿模块包括运算放大器OPA、第一补偿网络CP1和第二补偿网络CP2。其中，第一补偿网络CP1连接在所述运算放大器的第一输入端和施加偏置电压后的误差信号的输出端之间。第二补偿网络CP2连接在所述运算放大器的第一输入端和输出端之间。其中，第一补偿网络CP1包括第三电容C3、第二电阻R2和第三电阻R3。第三电容C3和第二电阻R2串联连接在所述运算放大器的第一输入端和施加偏置电压后的误差信号的输出端之间。第三电阻R3连接在所述运算放大器的第一输入端和施加偏置电压后的误差信号的输出端之间。第二补偿网络CP1包括第四电容C4、第五电容C5和第四电阻R4。第四电容C4和第四电阻R4串联连接在运算放大器的第一输入端和输出端之间。第五电容C5连接在在运算放大器的第一输入端和输出端之间。

将误差放大支路的放大系数计为X1、X2、X3和X4，将第一补偿网络CP1的阻抗计为Zcomp1，将第二补偿网络CP2的阻抗计为Zcomp2，则不同环路的传递函数分别为：

G_VIN＝ΔV_cmp/ΔV_IN＝X1*Z_COMP2/Z_COMP1

G_IIN＝ΔV_cmp/ΔI_IN＝-X2*Z_COMP2/Z_COMP1

G_ICHG＝ΔV_cmp/ΔI_CHG＝-X3*Z_COMP2/Z_COMP1

G_VBAT＝ΔV_cmp/ΔV_BAT＝-X4*Z_COMP2/Z_COMP1

根据需要，可以通过改变第一补偿网络、第二补偿网络的参数以及网络结构调整传递函数。同时，也可以在补偿网络中加入开关对传递函数进行非线性的调节。由此，可以提供一种替代实施方式。本领域技术人员容易理解，补偿模块还可以采用其它现有技术中单独补偿电路采用的电路结构。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。