一种复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法与流程
本发明涉及一种复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，属于磁悬浮开关磁阻电机的控制技术领域。
背景技术：
无轴承开关磁阻电机是20世纪90年代发展起来的一种新型磁悬浮电机。无轴承开关磁阻电机因集旋转与悬浮两功能于一体，不仅可有效解决高速运行时轴承摩擦带来的损耗和发热等问题，还能进一步发挥开关磁阻电机的高速适应性，从而强化其在航空航天、飞轮储能、舰船等高速领域的应用基础。
随着研究的不断深入，人们逐渐认识到，能否解决转矩和悬浮力有效输出区域间的制约，悬浮与旋转两功能是否能解耦控制、以及高速时悬浮控制精度好坏，对无轴承同步磁阻电机BSRM高速性能是否能得到充分发挥起着至关重要的作用。
具有全转子位置悬浮能力的复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机，显著提升了径向承载能力，同时有效打破了传统BSRM转矩和悬浮力有效输出区域间的制约，从而有利于实现BSRM转矩和悬浮力的解耦及协调控制。
然而，与传统结构无轴承开关磁阻电机相比，由于圆柱转子的存在，导致复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的电感幅值较大，在电源电压受限的情况下，电流响应速度下降。尤其高速运行时，完成换相与励磁模式切换均需要经历较长的励磁周期，这期间电流斩波控制和跟踪精度下降，影响悬浮力的控制精度。因此，研究复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机换相与励磁模式切换过程中的悬浮力平稳控制方法，实现悬浮力的全程精准控制，是提升系统可靠性的关键。
技术实现要素：
本发明目的是针对现有技术的不足，提出一种复合转子无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述方法使得复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机换相与励磁模式切换时的悬浮力平稳过渡，是一种新型控制方法。
本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：
一种复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法，所述复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机包括定子、转子和绕组；所述定子为凸极结构，其定子齿个数为12；所述绕组共12个，每个定子齿上绕有1个绕组；所述转子由圆柱转子和凸极转子构成，圆柱转子为圆柱型结构，凸极转子为凸极结构；所述凸极转子的齿个数为8；所述圆柱转子和凸极转子串联，紧密布置，套在转轴上，并布置在所述定子内；所述复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机为三相工作制电机，每相绕组由空间上相隔90°的四个绕组构成，三相分别为A相、B相和C相，所述三相在空间上相差30°；
其特征在于，每相绕组均有悬浮励磁和转矩励磁两种工作模式，所述电动运行时，每相绕组首先进行悬浮励磁，之后进行转矩励磁；悬浮励磁时，将悬浮力控制区分为双相悬浮模式和单相悬浮模式；所述双相悬浮模式包括双相悬浮模式Ⅰ和双相悬浮模式Ⅱ；每相悬浮励磁将依次经历双相悬浮模式Ⅰ、单相悬浮模式和双相悬浮模式Ⅱ三个过程，并且通过独立控制每相四个绕组的电流，以调节悬浮力；转矩励磁时，通过控制每相绕组功率开关的关断角，以调节转矩；具体包括如下步骤：
步骤A，采集转子实时位置角θ，判别各相励磁状态；
步骤A-1，当转子位置角θ＝θon时，开通A相绕组功率电路的功率开关，A相开始悬浮励磁；当θ＝θon+15°时，A相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；其中，θon对应于A相最小电感平顶区的起始点，超前A相对齐位置30°；
步骤A-2，当θ＝θon+15°时，C相导通，开始悬浮励磁；当θ＝θon+30°时，C相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；
步骤A-3，当θ＝θon+30°时，B相导通，开始悬浮励磁；当θ＝θon+45°时，B相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；
步骤B，获取X方向给定悬浮力和Y方向给定悬浮力具体步骤如下：
步骤B-1，选定三相工作制电机中的一相，在所述相进入悬浮励磁之后，获取该相悬浮励磁时转子在X轴和Y轴方向的实时位移信号α和β，其中，X轴与所述相两定子齿极中心线重合，Y轴与所述相其余两定子齿极中心线重合，X轴与Y轴在空间上相差90°；
步骤B-2，将实时位移信号α和β分别与给定的参考位移信号α*和β*相减，分别得到X方向和Y方向的实时位移信号差Δα和Δβ，将所述实时位移信号差Δα和Δβ经过比例积分微分控制器，得到所述相X方向悬浮力和Y方向悬浮力
步骤C，悬浮模式判别及悬浮力分配，具体步骤如下：
步骤C-1，θ∈[θon，θ1]时，A相开始导通励磁，B相由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，A相和B相均产生悬浮力，所述电机运行于双相悬浮模式Ⅰ；
A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为：
B相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为：
其中，转子位置角θ1由电机结构参数和运行速度决定，f1(θ)为双相悬浮模式Ⅰ时的悬浮力分配函数，其表达式为：
步骤C-2，θ∈[θ1，θ2]时，仅A相产生悬浮力，所述电机运行于单相悬浮模式；A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和其中，转子位置角θ2＝θon+15°；
步骤C-3，θ∈[θ2，θ3]时，A相由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，C相开始导通励磁，A相和C相均产生悬浮力，所述电机运行于双相悬浮模式Ⅱ；
A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为：
C相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为：
其中，转子位置角θ3＝θ1+θ2-θon，f2(θ)为双相悬浮模式Ⅱ时的悬浮力分配函数，表达式为
步骤D，调节θ∈[θon，θ1]区间的悬浮力，此时所述电机运行于双相悬浮模式Ⅰ，A相和B相均产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤D-1，调节A相悬浮力，
步骤D-1-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
其中，kf1为悬浮力系数，其表达式为
N为绕组匝数，μ0为真空磁导率，lc为圆柱转子的轴向长度；
r为圆柱转子的半径，αs为定子的极弧角，δ为气隙长度，IN为所述电机的额定相电流；
步骤D-1-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值由电流计算公式和得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤D-1-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节A相悬浮力；
步骤D-2，调节B相悬浮力，
步骤D-2-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和得到B相X方向电流差的参考值和B相Y方向电流差的参考值其中，kf2为悬浮力系数，其表达式为其中lt为凸极转子的轴向长度；
步骤D-2-2，根据B相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值由电流计算公式和得到B相四个绕组电流的参考值和
步骤D-2-3，利用电流斩波控制方法，让B相四个绕组的实际电流ib1、ib2、ib3和ib4分别跟踪其参考值和从而实时调节B相悬浮力；
步骤E，调节θ∈[θ1，θ2]区间的悬浮力，此时所述电机运行于单相悬浮模式，仅由A相产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤E-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
步骤E-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值由电流计算公式和解算得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤E-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节悬浮力；
步骤F，调节θ∈[θ2，θ3]区间的悬浮力，此时所述电机运行于双相悬浮模式Ⅱ，A相和C相均产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤F-1，调节A相悬浮力，
步骤F-1-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
步骤F-1-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值由电流计算公式和解算得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤F-1-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节A相悬浮力；
步骤F-2，调节C相悬浮力，
步骤F-2-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和得到C相X方向电流差的参考值和C相Y方向电流差的参考值
步骤F-2-2，根据C相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值由电流计算公式和解算得到C相四个绕组电流的参考值和
步骤F-2-3，利用电流斩波控制方法，让C相四个绕组的实际电流ic1、ic2、ic和ic4分别跟踪其参考值和从而实时调节C相悬浮力；
步骤G，调节转矩，θ∈[θ3，θoff]时，A相处于转矩励磁工作模式，通过调节关断角θoff，控制输出转矩；具体步骤如下：
步骤G-1，采集转子实时转速，计算得到转子角速度ω；
步骤G-2，转子角速度ω与设定的参考角速度ω*相减，得到转速差Δω；
步骤G-3，所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得关断角θoff，利用角度位置控制方法，通过动态调节关断角θoff的取值，从而实时调节转矩。
本发明的有益效果：本发明提出了一种复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法。所述方法能够达到如下技术效果：
(1)实现转矩和悬浮力的解耦控制；
(2)实现换相与励磁模式切换过程中的悬浮力平稳控制；
(3)实现悬浮力的全程精准控制。
附图说明
图1是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的三维结构示意图。
图2是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的A相绕组示意图。
图3是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的悬浮力平稳控制方法的系统框图。
图4是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的三相绕组电感。
图5是三相绕组电流及励磁区间示意图。
图6是悬浮模式判别及悬浮力分配图。
附图标记说明：图1至图6中，1是定子，2是凸极转子，3是圆柱转子，4是绕组，5是转轴，ia1+、ia2+、ia2+、ia3+分别为A相四个绕组的流入电流，ia1-、ia2-、ia2-、ia3-分别为A相四个绕组的流出电流，ib1、ib2、ib2、ib3分别为B相四个绕组电流，ic1、ic2、ic2、ic3分别为C相四个绕组电流，X、Y分别为直角坐标系的两坐标轴，Fα，Fβ为A相绕组在X、Y轴方向产生的悬浮力，Fα*，Fβ*为悬浮力的参考值，FAα*，FAβ*为A相悬浮力的参考值，FBα*，FBβ*为B相悬浮力的参考值，FCα*，FCβ*为C相悬浮力的参考值，α、β分别为转子在在X、Y轴方向上的偏心位移，α*、β*分别为转子在在X、Y轴方向上偏心位移的参考值。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明一种复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的控制方法的技术方案进行详细说明：
如图1所示，是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的三维结构示意图，其中，1是定子，2是凸极转子，3是圆柱转子，4是绕组，5是转轴。
所述复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机包括定子、转子和绕组；所述定子为凸极结构，极数为12；所述转子由圆柱转子和凸极转子构成，圆柱转子为圆柱型结构，凸极转子为凸极结构，且极数为8；所述圆柱转子和凸极转子串联紧密布置，套在转轴上，并布置在所述定子内；每个定子齿均绕有1个绕组，共12个。
图2为复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的A相绕组示意图。A相绕组由空间上相隔90°的四个绕组构成。四个绕组单独为一套绕组，同时励磁，并进行独立控制。A相四个绕组电流产生的四极对称磁通，呈NSNS分布。B、C相绕组与A相绕组结构相同，仅在位置上与A相相差30°和-30°。
图3是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的悬浮力平稳控制方法的系统框图。控制过程为：检测电机转子位置信息，得到每相绕组的开通角θon，每相开始导通励磁；将位移误差信号进行PID调节获得每相给定悬浮力Fα*，Fβ*，经悬浮力模式判别及悬浮力分配环节，得到每相悬浮力的参考值，A相悬浮力的参考值分别为FAα*和FAβ*，B相悬浮力的参考值分别为FBα*和FBβ*，C相悬浮力的参考值分别为FCα*和FCβ*，之后经过悬浮电流控制器获得各相绕组电流的参考值，A相四个绕组电流的参考值分别为ia1*、ia2*、ia3*和ia4*，B相四个绕组电流的参考值分别为ib1*、ib2*、ib3*和ib4*，C相四个绕组电流的参考值分别为ic1*、ic2*、ic3*和ic4*，再经过各相励磁控制器，利用电流斩波控制让各相实际电流跟踪各相绕组电流的参考值，以产生所需的悬浮力。
检测电机转子位置信息，经计算得到实际转速ω，将转速误差信号进行PI调节，获得每相绕组的关断角θoff，通过关断角θoff控制功率电路的导通宽度，进而动态调节输出转矩。
图4是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的三相绕组电感。
为实现复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机转矩与悬浮力的解耦控制，采用双相导通控制策略。一相在电感平缓区域(即最小电感平顶区)导通，对该相四个绕组进行不对称励磁，以产生悬浮所需的径向力；另一相在电感上升区间导通，对此相四个绕组施加对称励磁，以调节转矩。因此，每相绕组均存在悬浮励磁和转矩励磁两种工作模式。
基于复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的解耦工作机理，可将其运行工作模式设计如下：
以A相为例，如图4所示，在转子位置角θ∈[-7.5°，7.5°]内，由于绕组自感分布相对平滑，有利于减小运动电势对悬浮电流斩波控制的影响，从而可采用电流斩波控制方法实现径向悬浮力的瞬时控制。
当电动运行时，在[-7.5°，7.5°]内(即图4中的①区)，独立控制A相四套绕组电流，通过对四套绕组的不对称励磁产生作用于转子的悬浮力，而此时的转矩则由B相的四套绕组对称励磁产生。可选择在转角θ∈[7.5°，22.5°]内(即图4中的③区)以相同的驱动信号开通A相绕组的主功率开关，使其四套绕组电流相同，具体的电流控制方法可采用斩波电流控制，PWM控制，以及单脉冲控制等，而此时的悬浮力则由C相的四套绕组不对称励磁产生；由此可见，在电动运行时的励磁相序是BA-AC-CB(同时导通的两相中，前者悬浮励磁相，后者为转矩励磁相)。
图5是复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的三相绕组电流及励磁区间示意图。
由于每相绕组电感较大，在悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式时，需要经历一定的励磁周期。另外，在励磁模式切换时，还存在一个换相问题：即一相绕组恰好结束悬浮励磁，开始转矩励磁；同时另一相绕组则起始导通，进行悬浮励磁。此刻，换相与励磁模式切换交叉在一起，机电能量转换关系复杂，控制难度增大。因此，如何解决复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机励磁模式切换时悬浮力的平稳控制问题，是提升系统可靠性的关键。
换相与励磁模式切换时，一方面，转矩励磁相需要快速控制其各绕组电流为统一值，缩短不对称励磁过程，以减小该过程对悬浮控制的影响；另一方面，悬浮励磁相则需要快速控制各悬浮励磁电流达到给定值，以产生所需悬浮力，这要求最大程度地缩短各悬浮电流由零上升到给定值的励磁时间。然而，由于圆柱转子的存在，即便在最小电感平顶区内，各相绕组的电感值也较大，尤其当电机转速较高时，换相过程与励磁切换过程均需要经历较长的励磁周期。
为此，通过电流控制使这两过程的励磁宽度相等，并对这两过程中的悬浮力进行实时准确控制，进而实现换相与励磁切换过程中的悬浮平稳过渡。
以A相为例来说明复合转子单绕组无轴承开关磁阻电机的各种运行模式。
(1)当转子位置角θ∈[θon，θ1]时，A相绕组开始导通，B相绕组由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，A相和B相均产生悬浮力，称该运行模式为双相悬浮模式Ⅰ。
(2)当转子位置角θ∈[θ1，θ2]时，A相绕组不对称励磁产生悬浮力，B相绕组对称励磁产生转矩，称该运行模式为单相悬浮模式。
(3)当转子位置角θ∈[θ2，θ3]时，A相绕组由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，C相绕组开始导通，A相和C相均产生悬浮力，称该运行模式为双相悬浮模式Ⅱ。
(4)当转子位置角θ∈[θ3，θoff]时，A相对称励磁产生转矩，悬浮力由C相绕组不对称励磁单独产生，称该运行模式为转矩励磁模式。
(5)当转子位置角θ∈[θoff，θ4]时，A相关断，进入续流状态，悬浮力仍由C相绕组不对称励磁单独产生，称该运行模式为续流模式。
为使换相过程的励磁周期与悬浮模式切换到转矩模式的励磁周期相等，需满足：
θ1-θon＝θ3-θ2 (1)
各悬浮励磁模式时，悬浮力表达式如下：
(1)双相悬浮模式Ⅰ，即换相与励磁模式切换过程，此时θ∈[θon，θ1]，A相和B相产生悬浮力。
A相X和Y方向悬浮力FAα和FAβ的表达式为：
其中，N为单个绕组匝数，kf1为悬浮力系数，其表达式为：
式中，μ0为真空磁导率，lc为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，αs为定子的极弧角，δ为气隙长度。
令：
式中，IN为复合结构单绕组无轴承开关磁阻电机的额定电流，Δisa1和Δisa2分别为A相X和Y方向绕组的电流差。
将式(4)代入式(2)中，可得：
当FAα*和FAβ*已知时，可计算出A相X和Y方向绕组电流差的参考值：
B相X和Y方向悬浮力FBα和FBβ的表达式为：
其中，kf1为悬浮力系数，其表达式为：
式中，lt为凸极转子的轴向长度，θ为转子位置角。
令：
式中，Δisb1和Δisb2分别为B相X和Y方向绕组的电流差。
将式(9)代入式(7)中，可得：
当FBα*和FBβ*已知时，可计算出B相X和Y方向绕组电流差的参考值：
(2)单相悬浮模式，即θ∈[θ1，θ2]时，仅A相产生悬浮力。
当FAα*和FAβ*已知时，仍采用式(6)计算A相X和Y方向绕组电流差的参考值。
(3)双相悬浮模式Ⅱ，即另一个换相与励磁模式切换过程，此时θ∈[θ2，θ3]，A相和C相产生悬浮力。
此时，A相X和Y方向悬浮力FAα和FAβ的表达式为：
当FAα*和FAβ*已知时，可计算出A相X和Y方向绕组电流差的参考值：
C相X和Y方向悬浮力FCα和FCβ的表达式为：
令：
式中，Δisc1和Δisc2分别为C相X和Y方向绕组的电流差。
将式(15)代入式(14)中，可得：
当FCα*和FCβ*已知时，可计算出C相X和Y方向绕组电流差的参考值：
图6是悬浮模式判别及悬浮力分配图。悬浮模式的判别，可通过实时检测得到转子位置角θ来完成。而经PID调节器得到的悬浮力给定值，则可通过悬浮力分配函数计算出两励磁相所需的径向力给定值。之后，通过每种悬浮模式所对应的电流控制算法，实现电机的悬浮运行及换相与励磁模式切换时的平稳过渡，进而实现对悬浮力的准确控制。基于此策略设计的换相与模式切换时的电流控制方法，依然可实现转矩和悬浮力的解耦控制，且控制简单。
将悬浮力控制区分为双相悬浮励磁模式和单相悬浮励磁模式。每个悬浮励磁周期将依次经历双相悬浮模式Ⅰ、单相悬浮模式和双相悬浮模式Ⅱ三个过程。其中，两个双相悬浮模式仅适用于换相与励磁切换过程，而单相悬浮模式则对应于换相与励磁切换完成后的剩余悬浮励磁周期。
悬浮力分配原则：
(1)θ∈[θon，θ1]，即双相悬浮模式Ⅰ时，A相X和Y方向悬浮力的参考值为：
式中，f1(θ)为双相悬浮模式Ⅰ时的悬浮力分配函数，表达式为：
B相X和Y方向悬浮力的参考值为：
(2)θ∈[θ1，θ2]，即单相悬浮模式时，A相X和Y方向悬浮力的参考值为：
(3)θ∈[θ2，θ3]，即双相悬浮模式Ⅱ时，A相X和Y方向悬浮力的参考值为：
式中，f2(θ)为双相悬浮模式Ⅱ时的悬浮力分配函数，表达式为：
C相X和Y方向悬浮力的参考值为：
为实现复合转子无轴承开关磁阻电机的悬浮力平稳控制，每相绕组均有两种工作模式：悬浮励磁工作模式和转矩励磁工作模式，电动运行时每相绕组首先进行悬浮励磁模式，之后进行转矩励磁；悬浮励磁时，将悬浮力控制区分为双相悬浮模式和单相悬浮模式；每相悬浮励磁将依次经历双相悬浮模式Ⅰ、单相悬浮模式和双相悬浮模式Ⅱ共三个过程，并且通过独立控制每相四个绕组的电流，以调节悬浮力；转矩励磁时，通过控制每相绕组功率开关的关断角，以调节转矩；包括如下步骤：
步骤A，采集转子实时位置角θ，判别各相励磁状态；
步骤A-1，当转子位置角θ＝θon时，开通A相绕组功率电路的功率开关，A相开始悬浮励磁；当θ＝θon+15°时，A相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；其中，θon对应于A相最小电感平顶区的起始点，超前A相对齐位置30°；
步骤A-2，当θ＝θon+15°时，C相导通，开始悬浮励磁；当θ＝θon+30°时，C相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；
步骤A-3，当θ＝θon+30°时，B相导通，开始悬浮励磁；当θ＝θon+45°时，B相悬浮励磁结束，开始转矩励磁；
步骤B，获取X方向给定悬浮力和Y方向给定悬浮力具体步骤如下：
步骤B-1，选定三相工作制电机中的一相，在所述相进入悬浮励磁之后，获取该相悬浮励磁时转子在X轴和Y轴方向的实时位移信号α和β，其中，X轴与所述相两定子齿极中心线重合，Y轴与所述相其余两定子齿极中心线重合，X轴与Y轴在空间上相差90°；
步骤B-2，将实时位移信号α和β分别与给定的参考位移信号α*和β*相减，分别得到X方向和Y方向的实时位移信号差Δα和Δβ，将所述实时位移信号差Δα和Δβ经过比例积分微分控制器，得到所述相X方向悬浮力和Y方向悬浮力
步骤C，悬浮模式判别及悬浮力分配，具体步骤如下：
步骤C-1，θ∈[θon，θ1]时，A相开始导通励磁，B相由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，A相和B相均产生悬浮力，所述电机运行于双相悬浮模式Ⅰ；
A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和
B相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和
其中，转子位置角θ1由电机结构参数和运行速度决定，f1(θ)为双相悬浮模式Ⅰ时的悬浮力分配函数，表达式为
步骤C-2，θ∈[θ1，θ2]时，仅A相产生悬浮力，所述电机运行于单相悬浮模式；A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和其中，转子位置角θ2＝θon+15°；
步骤C-3，θ∈[θ2，θ3]时，A相由悬浮励磁模式切换到转矩励磁模式，C相开始导通励磁，A相和C相均产生悬浮力，所述电机运行于双相悬浮模式Ⅱ；
A相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和
C相X方向悬浮力的参考值和Y方向悬浮力的参考值分别为和
其中，转子位置角θ3＝θ1+θ2-θon，f2(θ)为双相悬浮模式Ⅱ时的悬浮力分配函数，表达式为
步骤D，调节θ∈[θon，θ1]区间的悬浮力，此时所述电机运行于双相悬浮模式Ⅰ，A相和B相均产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤D-1，调节A相悬浮力，
步骤D-1-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和可解算得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
其中，kf1为悬浮力系数，其表达式为N为绕组匝数，μ0为真空磁导率，lc为圆柱转子的轴向长度，r为圆柱转子的半径，αs为定子的极弧角，δ为气隙长度，IN为所述电机的额定相电流；
步骤D-1-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值可由电流计算公式和解算得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤D-1-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节A相悬浮力；
步骤D-2，调节B相悬浮力，
步骤D-2-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和可解算得到B相X方向电流差的参考值和B相Y方向电流差的参考值其中，kf2为悬浮力系数，其表达式为其中lt为凸极转子的轴向长度；
步骤D-2-2，根据B相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值可由电流计算公式和解算得到B相四个绕组电流的参考值和
步骤D-2-3，利用电流斩波控制方法，让B相四个绕组的实际电流ib1、ib2、ib3和ib4分别跟踪其参考值和从而实时调节B相悬浮力；
步骤E，调节θ∈[θ1，θ2]区间的悬浮力，此时所述电机运行于单相悬浮模式，仅由A相产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤E-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和可解算得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
步骤E-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值可由电流计算公式和解算得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤E-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节悬浮力；
步骤F，调节θ∈[θ2，θ3]区间的悬浮力，此时所述电机运行于双相悬浮模式Ⅱ，A相和C相均产生悬浮力，具体步骤如下：
步骤F-1，调节A相悬浮力，
步骤F-1-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和可解算得到A相X方向电流差的参考值和A相Y方向电流差的参考值
步骤F-1-2，根据A相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值可由电流计算公式和解算得到A相四个绕组电流的参考值和
步骤F-1-3，利用电流斩波控制方法，让A相四个绕组的实际电流ia1、ia2、ia3和ia4分别跟踪其参考值和从而实时调节A相悬浮力；
步骤F-2，调节C相悬浮力，
步骤F-2-1，根据所述悬浮力和以及电流计算公式和可解算得到C相X方向电流差的参考值和C相Y方向电流差的参考值
步骤F-2-2，根据C相X方向电流差的参考值和Y方向电流差的参考值可由电流计算公式和解算得到C相四个绕组电流的参考值和
步骤F-2-3，利用电流斩波控制方法，让C相四个绕组的实际电流ic1、ic2、ic和ic4分别跟踪其参考值和从而实时调节C相悬浮力；
步骤G，调节转矩，θ∈[θ3，θoff]时，A相处于转矩励磁工作模式，通过调节关断角θoff，控制输出转矩；具体步骤如下：
步骤G-1，采集转子实时转速，计算得到转子角速度ω；
步骤G-2，转子角速度ω与设定的参考角速度ω*相减，得到转速差Δω；
步骤G-3，所述转速差Δω，通过比例积分控制器，获得关断角θoff，利用角度位置控制方法，通过动态调节关断角θoff的取值，从而实时调节转矩。
综上所述，本发明采用的双相导通控制策略，不仅可实现转矩和悬浮力的解耦控制，还可解决换相与励磁模式切实过程中的悬浮平稳控制问题。
对该技术领域的普通技术人员而言，根据以上实施类型可以很容易联想其他的优点和变形。因此，本发明并不局限于上述具体实例，其仅仅作为例子对本发明的一种形态进行详细、示范性的说明。在不背离本发明宗旨的范围内，本领域普通技术人员根据上述具体实例通过各种等同替换所得到的技术方案，均应包含在本发明的权利要求范围及其等同范围之内。
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