驱动控制方法及电路与流程

本发明适用于开关型变换器，特别适用于推挽式变换器中功率管的驱动控制方法及电路。

背景技术：

推挽式变换器电路结构简单，工作时变压器双向激磁，磁芯利用率高，具有体积小、效率高且动态响应好的优点，在低电压输入、大电流输出以及输入输出需要电气隔离的场合被广泛应用。

图1所示电路是现有技术中常见的一种自激推挽式变换器，其基本工作原理是利用磁饱和特性实现自激震荡，实现功率管TR1、TR2交替式工作，完成能量传递。在微功率应用场合，自激推挽式变换器是一种应用较为广泛的低成本方案，但是自激推挽式变换器过于依赖器件特性，设计者往往需要根据不同的应用要求，另行选取器件型号和计算变压器漏感、电阻电容等参数，不利于大批量生产；而且随着原材料、元器件生产技术的提高，设计者还要针对物料更新，来重复调试电路，以获得相同的产品功能，费时费力。

针对上述问题，一些厂商开始采用它激推挽式控制策略来替代现有的自激推挽式控制策略。然而，它激推挽式变换器的一个亟待解决的问题就是，在启动阶段或输出短路时，功率管发热量很大，极易损坏。这是因为在启动阶段或输出短路时，输出电容C1上电压为零，变压器原边绕组NP1和NP2被副边嵌位，即它们两端不能再承担多余的电压。假设各绕组匝数相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2，那么在输出电容C1电压为零的情况下原边功率管导通，这时变压器上承担的电压大小是(NP1/NS1)×VD＝VD，其中VD是输出二极管D1(或D2)的导通电压，一般约为0.5V。因此在输入电压Vin＝5V的应用下，功率管导通时它漏极的电压大小为Vin-VD＝5V-0.5V＝4.5V，明显地，功率管工作在饱和区，从而通过非常大的饱和电流，进而发热量大，功率管很容易热损坏。

针对上述它激推挽式变换器的发热问题，业内通常会采用名为“软启动”的启动方法，而最容易想到的一种软启动的驱动控制方法就是，在启动阶段或输出短路时，直接限制功率管的漏极电流，但是这样做又会带来另一个问题——变换器带大的容性负载启动时，启动时间过长，甚至还有可能无法正常启动，特别是在满载启动时。这就会严重影响变换器的带容性负载能力，降低变换器的市场竞争力，损害变换器厂商的利益，进而导致厂商放弃这种更为可靠，性能更高，成本更低的它激推挽式控制方式。

在本发明中，它激推挽式变换器在“启动阶段”与“输出短路”两种情况下存在的问题和改进后的效果基本一致，若无特别指明，都将以“启动阶段”的情况为代表进行说明解释。

技术实现要素：

(一)要解决的技术问题

1、提供一种驱动控制方法，解决它激推挽式变换器启动阶段或输出短路时，功率管容易热损坏的问题，同时又不能影响变换器带容性负载能力，进一步完善它激推挽式变换器，为变换器厂商谋求更多的利益。

2、提供一种应用上述驱动控制方法的驱动控制电路。

(二)技术方案

本发明解决上述技术问题的所提供的技术方案是：

一种驱动控制方法，用于推挽式变换器中功率管的驱动控制，包括如下步骤：

比较步骤，检测功率管导通时的漏极电压，对漏极电压与基准电压进行比较，并输出比较结果信号；

电压调节步骤，根据比较器输出的比较结果信号来进行驱动控制信号的软启动模式/常规模式的切换，即在漏极电压高于基准电压时，选择软启动模式，将软启动电压作为驱动控制信号输出；在漏极电压低于基准电压时，选择常规模式，将低压电源VCC电压作为驱动控制信号输出；

驱动步骤，根据驱动控制信号进行功率管的软启动模式/常规模式的驱动控制；

其中，基准电压是依软启动电压驱动的功率管的漏极电流随漏极电压的变化曲线，及低压电源VCC驱动的功率管的漏极电流随漏极电压的变化曲线，所选取的组合漏极电压与漏极电流的正比与反比两种变化关系所产生的功率管的漏极电压控制的分界点。

优选的，所述软启动模式的驱动控制信号，控制漏极电压与漏极电流的变化规律是反比关系，即在漏极电压较大时，漏极电流保持恒定且绝对值较小；在漏极电压减小时，漏极电流逐渐增加；常规模式的驱动控制信号，控制漏极电压与漏极电流的变化规律是正比关系，即漏极电压增大时漏极电流增加。

优选的，所述基准电压的选取范围是，0.44V至1.8V。

优选的，所述基准电压的选取值为0.57V。

本发明还提供一种驱动控制方法，为了解决它激推挽式变换器启动阶段或输出短路时，功率管饱和电流过大而热损坏的问题，同时还能保证变换器带容性负载能力不受影响。包括如下步骤：

步骤1，检测每个功率管导通时的漏极电压，若漏极电压高于设定值，则输出的使能信号为低电平，使能电压调节电路，同时控制缓冲器电压选择电路选择软启动电压作为缓冲器的偏置电压；若漏极电压低于设定值，则使能信号为高电平，电压调节电路不工作，且缓冲器电压选择电路选择低压电源作为缓冲器的偏置电压。

步骤2，电压调节电路被使能后，将根据每个功率管导通时的漏极电压逐周期调节软启动电压，并输出至缓冲器电压选择电路，进而合理控制功率管漏极电流，既能减少功率管在输出电压低时的发热量，又能确保带容性负载能力不受影响。

本发明还提供一种应用上述驱动控制方法的驱动控制电路，包括比较器、电压调节单元和驱动单元，

所述比较器，检测功率管导通时的漏极电压，对漏极电压与基准电压进行比较，并输出比较结果信号；

所述电压调节单元，根据比较器输出的比较结果信号来进行驱动控制信号的软启动模式/常规模式的切换，即软启动模式是软启动电压作为驱动控制信号输出；常规模式是低压电源VCC电压作为驱动控制信号输出；

所述驱动单元，根据驱动控制信号进行功率管的软启动电压模式/常规模式的驱动控制；

其中，基准电压是依软启动电压驱动的功率管的漏极电流随漏极电压的变化曲线，及低压电源VCC驱动的功率管的漏极电流随漏极电压的变化曲线，所选取的组合漏极电压与漏极电流的正比与反比两种变化关系所产生的功率管的漏极电压控制的分界点。

优选的，所述比较器的基准电压的选取范围是0.44V至1.8V。

优选的，所述比较器的基准电压的选取值为0.57V。

本发明再提供一种驱动控制电路，包括比较器101、电压调节电路102、缓冲器电压选择电路103，驱动电路104，以及缓冲器105、106和功率管SW1、SW2。

比较器101的正相输入端与基准电压Vref连接，其第一反向输入端分别与功率管SW1的漏极、电压调节电路102第一输入端连接，此连接交汇点形成节点vd1，第二反向输入端与功率管SW2漏极、电压调节电路102第二输入端连接形成节点vd2，其输出端分别与电压调节电路102的控制端、缓冲器电压选择电路103的控制端连接，此连接交汇点形成节点su_en，在本发明中该节点的信号又称为使能信号SU_EN。

电压调节电路102的输出端与缓冲器电压选择电路103的第一输入端连接，此连接交汇点形成节点vsoftup，本发明中该节点的信号又称为软启动电压Vsoftup。缓冲器电压选择电路103的第二输入端与低压电源VCC连接，其输出端分别与缓冲器105、106的偏置电压端连接，此连接交汇点形成节点vb。

驱动电路104能够产生两路准互补的时序信号Drv1、Drv2，时序信号Drv1、Drv2分别经缓冲器105、106电压转换后输出给功率管SW1、SW2的栅极，以控制两功率管的开关。功率管SW1、SW2的源极接参考电位。

所述两路准互补时序信号是指两路信号在逻辑上相反，即一路处于有效电平时另一路处于无效电平，且它们处于有效电平的时间相同；两路有效电平之间有一小段时间是它们同时处于无效电平的。时序信号处于有效电平是对应功率管导通的必要条件。

进一步的，作为电压调节电路102的一种具体实施例，包括PMOS管PM1～7，NMOS管NM1～8，三极管Q1、Q2和Q3，电流源IB1、IB2以及电阻HR1、HR2。PMOS管PM1的源极接低压电源VCC，PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4和PM5的漏源极首尾相连，PM4的漏极还与PM1、PM2、PM3、PM4和PM6的栅极以及NMOS管NM1、NM2的漏极连接。PM5的漏极经电流源IB1连接到参考电位，PM5栅极接使能信号SU_EN。PMOS管PM6的源极接低压电源VCC，漏极分别与三极管Q1的集电极、基极和三极管Q2的基极连接。三极管Q1的发射极分别与NMOS管NM3的漏极、栅极和NM4的栅极连接。NMOS管NM3、NM4的源极接参考电位，NM4的漏极与三极管Q2的发射极连接并形成节点vsoftup，即此节点电压为软启动电压Vsoftup。三极管Q2的集电极接低压电源VCC。PMOS管PM7的源极接低压电源VCC，漏极接软启动电压Vsoftup，使能信号SU_EN经反相器I1输出信号EN_N与PM7的栅极连接。NMOS管NM5的漏极三极管Q2的基极连接，源极接参考电位，栅极接使能信号SU_EN。NMOS管NM1的栅极与NM2的栅极、NM6的栅极和NM6的漏极连接，NMOS管NM1、NM2的源极分别经电阻HR1、HR2与节点vd1、vd2连接。NMOS管NM6的漏极还与NM7的源极和NM8的漏极连接，NM6的源极与三极管Q3的集电极、基极连接。三极管Q3的发射极接参考电位。低压电源VCC经电流源IB2与NM7的漏极连接，NM7的栅极接信号EN_N。NMOS管NM8的源极接参考电位，栅极接使能信号SU_EN。若无特殊说明，所有NMOS管的衬底都与参考电位连接，所有PMOS管的衬底都与VCC连接。NMOS管NM3与功率管SW1(SW2)器件类型相同，匹配精度高，因此软启动电压Vsoftup的工艺偏差、温度系数与功率管阈值电压相同，可以得到精度很高的漏极电流变化曲线。该电路还兼具电路简单，电压失调小，只在变换器启动阶段或输出短路时工作，不增加静态功耗等优点。

作为电压调节电路102的另一种具体实施例，与第一种不同之处，在于三极管Q1、Q2和Q3分别替换成了NMOS管NM9、NM10和NM11。NMOS管NM9的漏极、栅极与NM10的栅极、PMOS管PM6的漏极连接，NM9的源极、衬底与NM3的漏极、栅极连接。NM10的漏极接低压电源VCC，源极、衬底与NM4的漏极连接形成节点vsoftup。NMOS管NM11的漏极、栅极与NM6的源极连接，NM11的源极接参考电位。

以上为驱动控制电路的原始技术方案，具体的工作原理和相关分析将在下文具体实施方式部分详细描述。所述的电路技术方案与方法方案相对应，各方案或技术特征的原理、作用及带来的有益效果相同，在此不再赘述。

附图说明

图1为现有技术中常见的自激推挽式变换器的电路原理图；

图2为应用了本发明驱动控制方法的控制器100的它激推挽式变换器的电路原理图；

图3为本发明实施例一的控制器100中的驱动控制电路原理框图；

图4-1为本发明实施例一的软启动电压随漏极电压VDS的变化曲线图；

图4-2为功率管5种栅极电压VGS对应的漏极电流的变化曲线图；

图4-3为本发明实施例一的软启动电压随漏极电压的变化曲线以及功率管漏极电流随漏极电压的变化曲线的并列图；

图5为图4-3的功率管漏极电流变化曲线描点后的局部放大图；

图6为功率管栅极电压为VCC的漏极电流变化曲线图

图7为本发明实施例一的优化后的功率管漏极电流变化曲线图；

图8为本发明实施例一的电压调节电路102的电路原理图；

图9为本发明实施例二的电压调节电路202的电路原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

图2所示为应用了本发明驱动控制方法的控制器100的它激推挽式变换器的电路原理图。如图2所示，控制器100的VSS端口与地连接，VD1端口在控制器100内部与功率管SW1的漏极连接，外部与绕组NP1的一端连接，同样的，VD2端口在内部与功率管SW2的漏极连接，外部与绕组NP2的一端连接，VIN端口与绕组NP1的另一端、绕组NP2的另一端连接。绕组NS1、NS2的一端分别经二极管D1、D2与输出正端Vo+连接，绕组NS1、NS2的另一端与输出负端Vo-连接，此外输出正、负端Vo+、Vo-之间还并联电容C1和电阻R1。其中，绕组NP1、NP2、NS1和NS2的匝数相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2。

图3所示为本发明实施例一的控制器100中的驱动控制电路的电路原理图。控制器100的其它电路，例如低压电源VCC产生电路，基准电压Vref产生电路等，有很多种电路结构，且与本发明无关，下文不做说明，图3也并未示出。在本发明中，低压电源VCC是由变换器输入电压Vin降压得到的芯片的工作电压，即是给控制器100内部其它子模块供电的电压源。实施例一选取的低压电源VCC＝5V。

如图3所示，本发明的驱动控制电路包括比较器101、电压调节电路102、缓冲器电压选择电路103，驱动电路104，以及缓冲器105、106和功率管SW1、SW2。

比较器101的正相输入端与基准电压Vref连接，其第一反向输入端分别与功率管SW1的漏极、电压调节电路102第一输入端连接，此连接交汇点形成节点vd1，第二反向输入端与功率管SW2漏极、电压调节电路102第二输入端连接，此连接交汇点形成节点vd2，其输出端分别与电压调节电路102的控制端、缓冲器电压选择电路103的控制端连接，此连接交汇点形成节点su_en，在本发明中该节点的信号又称为使能信号SU_EN。在比较器101的作用下，由于在实施例一中，功率管SW1和SW2是完全相同的MOS管，功率管SW1、SW2的栅极驱动电路完全对称并交替导通，因此节点vd1、vd2的电压波形也是准互补的时序信号，在功率管SW1、SW2的交替导通中，当节点vd1或节点vd2的电压VD2电压大于基准电压Vref，即VD1(VD2)>Vref时，使能信号SU_EN为低电平；反之，当VD1(VD2)<Vref时，使能信号SU_EN为高电平。

电压调节电路102的输出端与缓冲器电压选择电路103的第一输入端连接，此连接交汇点形成节点vsoftup，本发明中该节点的信号又称为软启动电压Vsoftup。软启动电压Vsoftup随着功率管导通时的漏极电压变化而变化，且满足Vsoftup<VCC。

缓冲器电压选择电路103的第二输入端与低压电源VCC连接，其输出端分别与缓冲器105、106的偏置电压端连接，此连接交汇点形成节点vb。在缓冲器电压选择电路103的作用下，当使能信号SU_EN为低电平，VB＝Vsoftup；当使能信号SU_EN为高电平时，VB＝VCC。

驱动电路104能够产生两路准互补的时序信号Drv1、Drv2，时序信号Drv1、Drv2分别经缓冲器105、106电压转换后输出给功率管SW1、SW2的栅极，以控制两功率管的开关。缓冲器的作用是，将时序信号从电压域VCC～VSS转换至电压域VB～VSS。功率管SW1、SW2的源极接参考电位。在本发明实施例一中参考电位经控制器100的VSS端口接地，下文提及的VSS、参考电位和地是相同的含义。准互补时序信号的含义在发明内容中作了解释且不影响本发明的说明，这里不再赘述。在实施例一中，功率管SW1和SW2是完全相同的MOS管，根据公知的推挽式变换器控制原理及图3所示可知，功率管SW1、SW2的栅极驱动电路完全对称并交替导通，因此节点vd1、vd2的电压波形也是准互补的时序信号。两功率管控制原理相同，下文只针对一个功率管进行原理说明，并以“VDS”为漏极电压VD1与VD2的统称，代指功率管SW1、SW2导通时的漏极电压。下文提及的VDS、电压VD1(VD2)、漏极电压和导通时的漏极电压具有相同含义，因为在推挽式变换器中，只有功率管导通时，漏极电压才能与输出电压建立关系；由公知的开关变换器原理可知，受变压器电感的影响，在变换器中功率管漏极电流的波形是周期性的三角波，因此下文提及“漏极电流”指的是所述电流三角波的峰值，即常说的“峰值电流”，实际上这个电流是时域离散信号，本发明为了方便说明，只在电压域以连续信号的形式进行讨论。

下面以启动阶段为例来说明一下控制器100的驱动控制电路的工作原理。

如“背景技术”所述，任一功率管导通时的漏极电压满足VDS＝Vin-(Vo+VD)。在启动阶段中，漏极电压VDS随着电容C1电压(即输出电压Vo)的升高而减小，直至VDS小于基准电压Vref时，使能信号SU_EN才会翻转成高电平，让控制器100退出软启动模式。

因此对于选定的合适的基准电压Vref来说，在启动阶段，电容电压不能突变，电容C1电压Vo为0V，VDS>Vref，使能信号SU_EN为低电平，使能电压调节电路102，同时控制缓冲器电压选择电路103选择软启动电压Vsoftup作为缓冲器105、106的偏置电压VB，控制器100处于软启动模式下。

在软启动模式下，电压调节电路102会根据每个开关周期功率管导通时的漏极电压VDS生成相应的软启动电压Vsoftup。缓冲器105(106)将驱动电路104产生的时序信号Drv1(Drv2)转换至Vsoftup～VSS电压域，以减小功率管的栅极电压VGS，进而在漏极电压VDS较大时，减小漏极电流ID，实现减少功率管启动阶段发热量的目的，避免功率管热损坏。如图4-1所示的变化曲线，为根据电压调节电路102的设计参数要求所调试得到的软启动电压Vsoftup驱动的功率管的软启动电压Vsoftup随漏极电压VDS的变化曲线，横轴为电压VDS，纵轴为软启动电压Vsoftup，曲线反映的是软启动电压Vsoftup随着功率管导通时的漏极电压VDS变化的变化曲线。如图4-2所示的变化曲线为功率管5种栅极电压VGS对应的漏极电流变化曲线，这些曲线的形状是由功率管的半导体制造工艺决定的，符合公知的半导体器件物理知识，一般可以从功率管制造厂商那里直接或间接获取到，横轴亦为电压VDS，纵轴为漏极电流ID。图4-3所示为软启动电压随漏极电压的变化曲线以及未优化功率管漏极电流随漏极电压的变化曲线的并列图。

本发明正是利用功率管(MOS管)不同的栅极电压对应着不同的漏极电流随漏极电压而变化的器件物理原理，产生一个随漏极电压变化的软启动电压，然后再将其作用到功率管上，以使得在软启动模式下，优化后的漏极电流变化曲线满足以下特定规律：在漏极电压较大时，漏极电流保持恒定且绝对值较小，以减少功率管的发热量，避免功率管在输出电压低时热损坏；在漏极电压减小时，漏极电流逐渐增加，以增加输出电流，确保带容性负载能力不受影响。如图4-1至图4-3所示，在实施例一中，以漏极电压VDS＝0.8926V的纵轴为分界线，VDS>0.8926V时，软启动电压Vsoftup为恒定值(＝2.141V)，即功率管SW1(或SW2)的栅极电压为恒定值，故功率管SW1(或SW2)的漏极电流基本不变(受MOS管沟道调制效应影响，在VDS＝4.495V时，漏极电流飘高至520.9mA，这是实施例一采用的功率管的固有特性，不影响实际应用)。VDS<0.8926V时，软启动电压Vsoftup是有斜率的平滑曲线。在图4-3的上栏曲线中，取点对横轴作垂线，可交图4-3的下栏曲线中对应栅极电压的漏极电流变化曲线于一点，从而通过将软启动电压的漏极电压变化曲线与栅极电压对应的漏极电流变化曲线的结合，得到软启动电压的漏极电压与漏极电流的变化关系，进而清晰地认识软启动电压与低压电源VCC的控制差异。例如在图4-3的上栏曲线的软启动Vsoftup曲线中取点M7(0.3073,2.9)作横轴垂线交图4-3的下栏曲线中的@VGS＝2.9V曲线于点M8(0.3073,0.1476)。以此方法分别在图4-3的上栏曲线中，取点M0、M3、M5和M9对横轴作垂线，交于图4-3的下栏曲线得到M1、M4、M6、M10四点的坐标值，再用平滑的曲线连接上述五点(M1、M4、M6、M8、M10)，即可得到图5所示软启动电压驱动的功率管的漏极电压VDS对应漏极电流ID的变化曲线。图4-3所示的各点坐标的取值与实施例一采用的半导体工艺有关，若采用与实施例一不同的半导体工艺，即可得到曲线与图5类似但具体数值不相同的各点坐标，然后即可套用本文讨论的方法进行驱动控制电路设计。应当理解，下文给出的具体电压、电流取值只是为了更好的说明本发明驱动控制方法的原理，并不用于限定本发明。

图5所示为图4-3的功率管漏极电流变化曲线描点后的局部放大图。为了方便说明原理，图5所示为使能信号SU_EN一直为低电平，即控制器100一直处于软启动模式下的漏极电流ID随漏极电压VDS的变化趋势。如图5所示，在漏极电压VDS大于0.89V时，漏极电流基本保持在431mA，可以减少功率管的发热量，避免在Vin＝5V，VD＝0.5V，即Vo<3.61V时功率管热损坏；在漏极电压VDS减小至0.44V时，漏极电流逐渐增加至最大值681mA，以增加输出电流，确保带容性负载能力不受影响；图5所示的VDS<0.44V的漏极电流曲线符合正常要求，因为实施例一的它激推挽式变换器正是利用MOS管漏极电流随着漏极电压减小而减小的原理来实现不同负载下输出电压的开环控制的。

然而，在实际应用中，不会直接使用图5所示的电流曲线进行全负载控制，因为在VDS<0.44V的曲线段，曲线斜率过小，VDS电压较大，进而使得输出电压偏低，变换器要获得足够的输出电压Vo就只能改变匝比，加大了变压器绕制工艺的复杂度。因此需要在漏极电压VDS足够低，即在功率管的功耗(ID×VDS)足够低，功率管不存在热损坏风险时，退出软启动模式，将漏极电流曲线进一步调整。

图6所示为功率管栅极电压为VCC的漏极电流变化曲线图。如图6所示，当功率管栅极电压为低压电源VCC时，在漏极电压VDS<0.6V的曲线段上，曲线斜率明显较大，与图5相比，在同等漏极电流下，可获得更低的VDS，即可获得更高的输出电压Vo。正如图6所示，若在输出电压Vo＝0V，即VDS＝5-(0+0.5)＝4.5V时，不将功率管栅极电压VGS限制成Vsoftup，而是直接使用VCC，那么如图6所示，漏极电流ID会高达6A，则此时的功率管导通功耗高达6×4.5＝27W，很容易热损坏功率管，特别是在推挽式变换器这种高占空比应用条件下。

综上所述，实施例一将基准电压Vref设计为0.57V，即当VDS<0.57V时，使能信号SU_EN翻转成高电平，不使能电压调节电路102，同时控制缓冲器电压选择电路103选择VCC作为偏置电压VB。因此，可得如图7所示的优化后的功率管漏极电流变化曲线，以点M4为界，VDS>0.57V的曲线段与图5相同，即采用漏极电压与漏极电流的反比变化曲线，为控制器100处于软启动模式下的漏极电流变化曲线，在漏极电压较大时，漏极电流保持恒定且绝对值较小，以减少功率管的发热量，避免功率管在输出电压低时热损坏；在漏极电压减小时，漏极电流逐渐增加，以增加输出电流，确保带容性负载能力不受影响。VDS<0.57V的曲线段与图6相同，即采用漏极电压与漏极电流的正比变化曲线，为控制器100退出软启动模式的正常工作的漏极电流变化曲线，漏极电流快速增加，瞬速提升输出电压，进而又使漏极电压进一步降低直至原副边能量守恒。

可见，使用实施例一的集成了本发明驱动控制电路的控制器100设计它激推挽式变换器时，只需要以漏极电流为0.627A来设计变换器的满载，就不需要操心满载带容性负载启动、短路保护、启动发热量大等问题了，因为控制器100会根据工作情况自动调节工作模式，若是启动阶段或输出短路，控制器100会限制漏极电流约为0.431A；若是满载带大容性负载，控制器会先限制电流，然后随着输出电压升高逐渐“放开”限制，并于输出电压接近稳态值时完全“放开”漏极电流。

如图3所示，本发明驱动控制电路的比较器101、缓冲器电压选择电路103，驱动电路104，以及缓冲器105、106的具体电路实现方式有很多种；电压调节单元可由电压调节电路102与缓冲器电压选择电路103组成；驱动单元可由驱动电路104与缓冲器105、106组成，各单元电路的具体架构实现方式也有很多种。下面着重介绍电压调节电路102的电路结构及原理。

图8为实施例一的电压调节电路102的电路原理图。如图8所示，电压调节电路102包括PMOS管PM1～7，NMOS管NM1～8，三极管Q1、Q2和Q3，电流源IB1、IB2以及电阻HR1、HR2。PMOS管PM1的源极接低压电源VCC，PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4和PM5的漏源极首尾相连，PM4的漏极还与PM1、PM2、PM3、PM4和PM6的栅极以及NMOS管NM1、NM2的漏极连接。PM5的漏极经电流源IB1连接到参考电位，PM5栅极接使能信号SU_EN。PMOS管PM6的源极接低压电源VCC，漏极分别与三极管Q1的集电极、基极和三极管Q2的基极连接。三极管Q1的发射极分别与NMOS管NM3的漏极、栅极和NMOS管NM4的栅极连接。NMOS管NM3、NM4的源极接参考电位，NMOS管NM4的漏极与三极管Q2的发射极连接并形成节点vsoftup，即此节点电压为软启动电压Vsoftup。三极管Q2的集电极接低压电源VCC。PMOS管PM7的源极接低压电源VCC，漏极接软启动电压Vsoftup，使能信号SU_EN经反相器I1输出的信号EN_N与PM7的栅极连接。NMOS管NM5的漏极三极管Q2的基极连接，源极接参考电位，栅极接使能信号SU_EN。NMOS管NM1的栅极与NMOS管NM2的栅极、NMOS管NM6的栅极和NMOS管NM6的漏极连接，NMOS管NM1、NM2的源极分别经电阻HR1、HR2与节点vd1、vd2连接。NMOS管NM6的漏极还与NMOS管NM7的源极和NMOS管NM8的漏极连接，NMOS管NM6的源极与三极管Q3的集电极、基极连接。三极管Q3的发射极接参考电位。低压电源VCC经电流源IB2与NMOS管NM7的漏极连接，NMOS管NM7的栅极接信号EN_N。NMOS管NM8的源极接参考电位，栅极接使能信号SU_EN。NMOS管NM3、NM4与功率管SW1(SW2)器件类型相同。

如图8所示，电流源IB1、IB2分别给PMOS管PM1～4、NMOS管NM6和三极管Q3提供电流偏置。图8中的三极管Q3用于产生一电压VBE3，经NMOS管NM6抬升一个栅源电压VGS6后，给由PMOS管PM1～4和NMOS管NM1(NM2)构成的单级共栅极放大器提供偏置电压，以NMOS管NM1为例，根据公知的NMOS管饱和区漏极电流公式，所述的单级共栅极放大器的输出电流(即漏极电流I_DS1)在V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1>V_TH1时，满足下式，

其中，K’_n是与半导体工艺相关的常数，W₁/L₁是NMOS管NM1的宽长比，VD1是节点vd1的电压，V_HR1是电阻HR1两端的电压，V_TH1是NMOS管NM1的阈值电压。由推挽式变换器的原理可知，VD1、VD2是准互补时序信号，因此NMOS管NM1、NM2也是交替导通的，在设计该单级共栅极放大器时只需考虑一个放大器即可，另一个可直接使用相同的参数。而在V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1<V_TH1时，NMOS管NM1截止，I_DS1＝0。

放大器的输出电流I_DS1与偏置电流IB1相加后，再经由PMOS管PM1～4和PM6组成的1:1电流镜，镜像给三极管Q1和NMOS管NM3，得到NMOS管NM3的漏极电流I_DS3，即

I_DS3＝IB1+I_DS1。 (2)

三极管Q1、Q2和NMOS管NM3、NM4组成了类共源共栅结构，在实施例一中由于低压电源VCC较小(VCC＝5V)，为了确保NMOS管NM3、NM4工作在饱和区，选用了三极管Q1、Q2，因此软启动电压Vsoftup满足下式，

V_softup＝V_GS3+V_BE1-V_BE2 (3)

其中，VBE1和VBE2分别为三极管Q1和Q2的基射电压。选用的三极管类型与尺寸相同，因而有VBE1≈VBE2，因此Vsoftup≈VGS3。由NMOS管饱和区漏极电流公式，可以推出NMOS管NM3的栅源电压VGS3满足下式，

如上所述，NMOS管NM3、NM4与功率管SW1(SW2)器件类型相同，因此它们的阈值电压相等，即V_THSW＝V_TH3，且具有相同的工艺偏差、温度系数。

那么根据MOS管漏极电流公式，优化后的功率管漏极电流ID满足下列关系式

综上所述，联立式(1)～(6)可得，在本发明实施例一中，当V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1>V_TH1时，软启动电压Vsoftup是漏极电压VD1的一次函数，因此功率管漏极电流ID是漏极电压VD1的二次函数；当V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1<V_TH1时，由于I_DS1＝0，软启动电压Vsoftup是常数，故漏极电流ID是与偏置电流IB1，NMOS管NM3的工艺常数K’_n、宽长比W₃/L₃，以及功率管宽长比W_SW/L_SW有关的常数。

上述计算较为复杂，一般设计者可以套用半导体工艺厂商提供的工艺模型，使用仿真器进行仿真设计，以得到最符合应用条件的漏极电流曲线。

电路设计的思路可以做以下归纳：调节偏置电流IB2或三极管Q3的类型或尺寸，可以调节NMOS管NM1截止时的VD1，即调节图5中点M1的横坐标(VDS)；调节偏置电流IB1或NMOS管NM3的类型或尺寸，可以调节软启动电压Vsoftup的曲线，进而调节功率管SW1(SW2)的漏极电流变化曲线。在实施例一中，NMOS管NM3与功率管SW1(SW2)器件类型相同，匹配精度高，因此软启动电压Vsoftup的工艺偏差、温度系数与功率管阈值电压相同，可以得到精度很高的漏极电流变化曲线。在设计好电压调节电路102的电路参数后，就能得到与图5类似的电流曲线，此时设计者还可以按照实际应用要求，设置基准电压Vref，进而设置图7所示的点M4的位置，在图5上按需截取软启动模式下的漏极电流变化曲线。因此，本发明的驱动控制电路还兼具电路简单，电压失调小，只在变换器启动阶段或输出短路时工作，不增加静态功耗等优点。

如图8所示，只有当使能信号SU_EN为低电平时，电流源IB1、IB2才被接入电路中给器件提供偏置。若使能信号SU_EN翻转成高电平，则PMOS管PM5和NMOS管NM7截止，电流源IB1、IB2没有通路，同时NMOS管NM5、NM8和PMOS管PM7导通，进而使得NMOS管NM1、NM2和NM6截止，三极管Q2截止，整个电压调节电路102不工作，不会额外增加控制器100及变换器的静态功耗。

实施例二

图9所示实施例二的电压调节电路202的电路原理图。与实施例一的不同之处在于低压电源VCC较大，为10V，因此可以将三极管Q1、Q2和Q3分别替换成了NMOS管NM9、NM10和NM11。NMOS管NM9的漏极、栅极与NMOS管NM10的栅极、PMOS管PM6的漏极连接，NMOS管NM9的源极、衬底与NMOS管NM3的漏极、栅极连接。NMOS管NM10的漏极接低压电源VCC，源极、衬底与NMOS管NM4的漏极连接形成节点vsoftup。NMOS管NM11的漏极、栅极与NMOS管NM6的源极连接，NMOS管NM11的源极接参考电位。在实施例二中由于NMOS管NM11的栅极电压VGS11＝1.8V>VBE3，因此得到与图5类似的漏极电流变化曲线的点M1的坐标变为(1.8V，0.431A)。实施例二的具体电路原理及有益效果与实施例一相同，这里不再赘述。