一种电源变换器及其超前驱动控制电路的制作方法

本发明涉及电源技术领域，特别涉及一种电源变换器及其超前驱动控制电路。

背景技术：

电源变换器在电源中广泛使用，为了提高电源变换器的效率，各种电源变换电路中常常采用同步整流技术，并采用低压MOSFET替代整流二极管。任何电源，无论是硬件控制还是软件控制，都有电源控制电路，通常会根据输出的变化，由电源IC给出一定频率或占空比的开关信号。

如图1所示，所述电源变换器包括电源控制芯片、驱动电路、主电路、主变压器、同步整流驱动电路、开关管和输出滤波电路，所述电源控制芯片输出开关信号，这个开关信号比较弱，需经驱动电路放大后驱动主电路开启，由主电路输出电压信号，并经主变压器隔离输出至开关管。同时，电源控制芯片输出的开关信号经同步整流驱动电路处理驱动开关管开启，使主变压器得到稳定的输出。

因此，MOS管的驱动方式成为技术关键，其驱动方式按照驱动信号和供电的不同，分自驱动和外部驱动两种，但无论哪种驱动方式，和原边高压侧的驱动信号相比，通常会略有延迟，这样在同步整流驱动信号到达之前，只能通过MOSFET的体二极管导通，不能充分利用MOSFET，且由于内部二极管存在反向恢复时间，造成较大的开关损耗。

因而现有技术还有待改进和提高。

技术实现要素：

鉴于上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种电源变换器及其超前驱动控制电路，能在主电路驱动之前，提前打开同步整流驱动电路控制的开关管，来提高电源变换效率，减少电源变换器的损耗。

为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：

一种电源变换器的超前驱动控制电路，所述电源变换器包括电源控制芯片、驱动电路、主电路、主变压器、同步整流驱动电路、开关管和输出滤波电路，所述电源控制芯片输出开关信号，经驱动电路放大后输出至主电路中，由主电路输出电压驱动信号，并经主变压器隔离后驱动开关管，使主电路输出的驱动电压输出给输出滤波电路，所述超前驱动控制电路设置在电源控制芯片和开关管的第1端之间，所述开关管的第2端连接主变压器次级绕组，开关管的第3端连接输出滤波电路；所述超前驱动控制电路包括超前触发检测模块和同步整流控制模块，所述超前触发检测模块检测电源控制芯片输出的开关信号，并根据开关信号输出脉冲驱动信号，所述同步整流控制模块根据所述脉冲驱动信号控制所述同步整流驱动电路开启，使所述开关管在接收到隔离的驱动电压前导通，使所述隔离后的电压信号稳定输出给输出滤波电路。

所述的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述超前触发检测模块包括微分单元和脉冲变压器，所述微分单元的一端连接电源控制芯片的开关信号输出端，微分单元的一端连接脉冲变压器的初级绕组的一端，初级绕组的另一端接地，所述脉冲变压器的次级绕组通过同步整流控制模块连接同步整流驱动电路。

所述的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述微分单元包括第一电容和第一二极管，所述脉冲变压器的初级绕组的一端连接第一二极管的负极、也通过第一电容连接电源控制芯片的开关信号输出端，所述第一二极管的正极和脉冲变压器的初级绕组的另一端均接地。

所述的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述同步整流控制模块包括第二二极管、第二电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻和三极管，所述第二二极管的正极连接脉冲变压器的次级绕组的一端，第二二极管的负极通过第一电阻连接三极管的基极、也第二电容连接脉冲变压器的次级绕组的另一端和地，所述三极管的基极还通过第二电阻接地，三极管的集电极连接同步整流驱动电路，也通过第三电阻连接VCC供电端，三极管的发射极接地。

所述的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述三极管为NPN三极管。

所述的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述开关管为N沟道MOS管，所述开关管的第1端为MOS管的栅极，所述开关管的第2端为MOS管的漏极，开关管的第3端为MOS管的源极。

一种电源变换器，包括电源控制芯片、驱动电路、主电路、主变压器、同步整流驱动电路、开关管和输出滤波电路，所述电源控制芯片输出开关信号，经驱动电路放大后输出至主电路中，由主电路输出电压驱动信号，并经主变压器隔离后驱动开关管，使主电路输出的驱动电压输出给输出滤波电路，其中，所述电源变换器还包括如上所述的超前驱动控制电路，所述超前驱动控制电路设置在电源控制芯片和开关管的第1端之间，所述开关管的第2端连接主变压器次级绕组，开关管的第3端连接输出滤波电路；所述超前驱动控制电路包括超前触发检测模块和同步整流控制模块，所述超前触发检测模块检测电源控制芯片输出的开关信号，并根据开关信号输出脉冲驱动信号，所述同步整流控制模块根据所述脉冲驱动信号控制所述同步整流驱动电路开启，使所述开关管在接收到隔离的驱动电压前导通，使所述隔离后的电压信号稳定输出给输出滤波电路。

所述的电源变换器中，所述超前驱动控制电路为两个以上，所述主变压器的次级绕组的数量及开关管的数量与超前驱动控制电路的数量相同；所述电源控制芯片控制其中一个超前驱动控制电路工作。

相较于现有技术，本发明提供的电源变换器及其超前驱动控制电路，所述电源变换器包括电源控制芯片、驱动电路、主电路、主变压器、同步整流驱动电路、开关管和输出滤波电路，所述电源控制芯片输出开关信号，经驱动电路放大后输出至主电路中，由主电路输出电压驱动信号，并经主变压器隔离后驱动开关管，使主电路输出的驱动电压输出给输出滤波电路，所述超前驱动控制电路设置在电源控制芯片和开关管的第1端，所述开关管的第2端连接主变压器次级绕组，开关管的第3端连接输出滤波电路；所述超前驱动控制电路包括超前触发检测模块和同步整流控制模块，所述超前触发检测模块检测电源控制芯片输出的开关信号，并输出脉冲驱动信号，所述同步整流控制模块根据所述脉冲驱动信号控制所述同步整流驱动电路使所述开关管在接收到隔离的电压信号提前导通，使所述隔离后的电压信号稳定输出给输出滤波电路。本发明通过在主电路驱动开关管之前，略微提前打开同步整流驱动电路对应的开关管，使得电源变换效率更高，减少由于体二极管导通带来的损耗。

附图说明

图1为现有的电源变换器的结构框图。

图2为本发明提供的电源变换器的模块框图。

图3为本发明提供的电源变换器的超前驱动控制电路的电路原理图。

具体实施方式

本发明提供一种电源变换器及其超前驱动控制电路，通过增加一个小的脉冲变压器，实现对驱动信号的提前检测，略微提前打开同步整流MOS管（即开关管），使得电路提前驱动，提前的时间，可根据电路结构的不同，进行调整，本发明通过在原边主电路输出的高压驱动信号到达MOS管之前，略微提前打开同步整流驱动电路使MOS管略微提前导通，提高了电源变换器的工作效率。

为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图2和图3，本发明提供的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述电源变换器包括电源控制芯片10、驱动电路20、主电路30、主变压器T、同步整流驱动电路20、开关管（如图3中的Q1、Q2）和输出滤波电路50。所述电源控制芯片10、驱动电路20、主电路30、主变压器T的初级依次连接。

所述电源控制芯片10、驱动电路20、主电路30、主变压器T、同步整流驱动电路20和输出滤波电路50，均为电源变换器所需的常规电路，此处不作详述。所述开关管为N沟道MOS管，所述开关管的第1端为MOS管的栅极，所述开关管的第2端为MOS管的漏极，开关管的第3端为MOS管的源极，当开关管的栅极为市电平时，MOS管导通。

在具体实施时，所述电源控制芯片10输出高频的开关信号，经驱动电路20放大后输出至主电路30中，由主电路30输出电压驱动信号，并经主变压器T隔离后驱动开关管，使主电路30输出的驱动电压输出给输出滤波电路50。

所述超前驱动控制电路包括超前触发检测模块61和同步整流控制模块62，所述超前驱动控制电路设置在电源控制芯片10和开关管的第1端之间，所述开关管的第2端连接主变压器T次级绕组，开关管的第3端连接输出滤波电路50。

所述超前触发检测模块61检测电源控制芯片10输出的开关信号，并根据开关信号输出脉冲驱动信号，所述同步整流控制模块62根据所述脉冲驱动信号控制所述同步整流驱动电路20开启，使所述开关管在接收到隔离的驱动电压前导通，使所述隔离后的电压信号稳定输出给输出滤波电路50，从而在主电路30驱动开关管之前，略微提前打开同步整流驱动电路20对应的开关管，从而使开关管的体二极管不导通，使得电源变换效率更高，减少由于体二极管导通带来的损耗。

请继续参阅图3，所述超前触发检测模块61包括微分单元611和脉冲变压器T1，所述微分单元611的一端连接电源控制芯片10的开关信号输出端，微分单元611的一端连接脉冲变压器T1的初级绕组的一端，初级绕组的另一端接地，所述脉冲变压器T1的次级绕组通过同步整流控制模块62连接同步整流驱动电路20。电源控制芯片10输出的高频开关信号经微分单元611得到脉冲信号，输入脉冲变压器T1中。

具体的，微分单元611包括第一电容C1和第一二极管D1，所述脉冲变压器T1的初级绕组的一端连接第一二极管D1的负极、也通过第一电容C1连接电源控制芯片10的开关信号输出端，所述第一二极管D1的正极和脉冲变压器T1的初级绕组的另一端均接地。

本实施例利用第一电容C1的充电原理，在上电的瞬间，电源控制芯片10输出高频率的开关信号，上电时，第一电容C1两端没有电压，当开关信号为高电平时，第一电容C1开始充电，使其两端的电压逐渐升高，当开关信号为低电平时，第一电容C1开始放电，使其两端的电压逐渐降低，从而得到一个脉冲信号加到脉冲变压器T1的原边。所述第一二极管D1用于实现脉冲变压器T1的反向恢复励磁。

请继续参阅图3，在本发明的电源变换器的超前驱动控制电路中，所述同步整流控制模块62包括第二二极管D2、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和三极管Q3，所述三极管Q3为NPN三极管Q3，当然该三极管Q3也可采用其它开关器件替代，如NMOS管，开关IC等。

所述第二二极管D2的正极连接脉冲变压器T1的次级绕组的一端，第二二极管D2的负极通过第一电阻R1连接三极管Q3的基极、也第二电容C2连接脉冲变压器T1的次级绕组的另一端和地，所述三极管Q3的基极还通过第二电阻R2接地，三极管Q3的集电极连接同步整流驱动电路20，也通过第三电阻R3连接VCC供电端，三极管Q3的发射极接地。

在脉冲变压器T1的副边，第一电容C1输出的脉冲信号经第二电容C2滤波后，并控制三极管Q3导通，在三极管Q3的集电极得到一个同步的触发脉冲信号，该触发脉冲信号输出给同步整流驱动电路4020，同步整流驱动电路4020接收到触发脉冲信号提前将开关管打开。

为更好的理解本发明的技术方案，以下结合图2和图3对本发明的超前驱动控制电路的工作原理进行详细说明：

任何电源，无论采用是硬件控制还是软件控制，都有电源控制电路，通常会根据输出的变化，由电源控制芯片10给出一定频率或占空比的开关信号，这个信号是小信号，需要再经过驱动电路20放大，去驱动电源变换器的高压开关管（如图3的Q1），经过主变压器T隔离之后，通过同步整流驱动电路4020一起控制开关管导通，从而得到稳定的输出。

但由于驱动电路20、高压侧（即主变压器T副边）的开关管导通都存在一定的信号延迟，故本发明直接利用电源控制芯片10输出的开关信号，直接通过第一电容C1和第一二极管D1接到脉冲变压器T1上，使脉冲变压器T1的副边可以得到一个略微提前（该提前的时候为ns级）的脉冲信号，该信号通过第二二极管D2、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和三极管Q3处理后，在三极管Q3的集电有可得到一个同步的触发脉冲信号，利用该触发脉冲信号，可以控制对应的同步整流驱动电路20，就可以略微提前打开对应的同步整流开关管（Q1或Q2），使开关管的体二极管不导通，从而降低开关管的开关损耗，大大提高电源变换器的效率。并且，三极管Q3输出的触发脉冲信号并不维持整个导通时间，由同步整流驱动电路20提供后续的驱动，从而降低功耗。

应当说明的是，对于不同类型的超前驱动控制电路，超前的时间会有些差别，具体根据应用需要，可以选取电源控制芯片10输出的上升沿或下降沿来触发这个超前的信号，并且同时根据驱动电路20的延时时间来确定。当然，也可以通过超前触发检测模块61和同步整流控制模块62中的电子元器件参数来调整。

基于上述的超前驱动控制电路，本发明还相应提供一种电源变换器，包括电源控制芯片、驱动电路、主电路、主变压器、同步整流驱动电路、开关管和输出滤波电路，所述电源控制芯片输出开关信号，经驱动电路放大后输出至主电路中，由主电路输出电压驱动信号，并经主变压器隔离后驱动开关管，使主电路输出的驱动电压输出给输出滤波电路。

所述电源变换器还包括超前驱动控制电路，所述超前驱动控制电路设置在电源控制芯片和开关管的第1端之间，所述开关管的第2端连接主变压器次级绕组，开关管的第3端连接输出滤波电路；所述超前驱动控制电路包括超前触发检测模块和同步整流控制模块，所述超前触发检测模块检测电源控制芯片输出的开关信号，并根据开关信号输出脉冲驱动信号，所述同步整流控制模块根据所述脉冲驱动信号控制所述同步整流驱动电路开启，使所述开关管在接收到隔离的驱动电压前导通，使所述隔离后的电压信号稳定输出给输出滤波电路。

所述超前驱动控制电路为两个以上，所述主变压器的次级绕组的数量及开关管的数量与超前驱动控制电路的数量相同；所述电源控制芯片控制其中一个超前驱动控制电路工作。

如图2和图3所示，所述电源变换器中使用了两个超前驱动控制电路，这两个超前驱动控制电路采用互锁控制方式，工作时，根据电路工作需要控制基中一个超前驱动控制电路工作。由于超前驱动控制电路在上文中已进行了详细描述，此处不再赘述。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、本发明利用电源控制芯片的输出的高频开关信号，通过第一电容和高频脉冲变压器可得到一个略微超前的同步整流信号，提前打开对应的同步整流MOS管，可大幅缩短同步整流MOS管的体二极管导通时间，提高了电源变化效率。

2、本发明采用微型脉冲变压器，可以无延迟、低功耗地得到隔离的同步触发信号，便于后续电路（如同步整流驱动电路）处理。

3、本发明采用了少数常规的电子元件，使电源变换器具有高效率、可靠、低成本的特点，在增加很少成本的前提下，大大提升了电源变换器的性能，增加了市场竞争力。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。