一种隔离型软开关交流直流变换电源的制作方法

本发明涉及电源整流技术领域，尤其涉及一种带高频隔离、实现功率因数校正功能的交流-直流变换电源。

背景技术：

交流-直流变换电源广泛应用于通信电源整流器模块、电动汽车动力电池充电桩等诸多场合。其主要功能是实现电网侧电流的功率因数校正，减小谐波污染和无功损耗；同时为后级电路提供稳定的直流输入电源。现有交流-直流变换电源的体积较大，转换效率和功率密度较低。在通信电源整流器模块、电动汽车动力电池充电桩等应用场合，现有交流-直流变换电源通常采用两级式结构，其中前级使用非隔离型功率因数校正电路，后级额外串接隔离型直流-直流（DC-DC）变换电路，为终端负载提供安全可靠直流电源。这进一步降低了装置的效率，增加了装置的体积。

技术实现要素：

本发明提供了一种带有隔离功能、实现软开关工作的交流-直流变换电源，解决了现有技术无法输出隔离直流电源以及转换效率与功率密度低的问题。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

根据本发明的隔离型软开关交流-直流变换电源包括输入整流电路、输入电容器、升压电感、原边开关电路、隔离变压器、谐振电容器、副边整流电路以及输出电容器。电路整体连接方式为：输入整流电路的交流输入两端与交流电源两端分别相连，输入整流电路的直流输出正端与输入电容器和升压电感的一端共接，输入整流电路的直流输出负端与输入电容器和原边开关电路的直流输入负端共接，升压电感的另一端与原边开关电路的直流输入正端相连，原边开关电路的交流输出两端与隔离变压器的原边绕组两端分别相连，隔离变压器的副边绕组两端与谐振电容器的两端以及副边整流电路的交流输入两端分别共接，副边整流电路的直流输出正端与输出电容器正端和直流负载的正端共接，副边整流电路的直流输出负端与输出电容器负端和直流负载的负端共接。

进一步地，其中原边开关电路包括：

由第一开关管和第一二极管串联组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的主开关支路，主开关支路的正端与原边开关电路直流输入正端相连，主开关支路的负端与原边开关电路直流输入负端相连；

由第一上桥臂和第一下桥臂组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的第一桥臂支路，第一上桥臂由第二开关管和第二二极管串联组成，第一下桥臂由第三开关管和第三二极管串联组成，第一上桥臂的正端与原边开关电路直流输入正端相连，第一上桥臂的负端和第一下桥臂的正端相连，上下桥臂连接点为第一桥臂支路中点，第一桥臂支路中点为原边开关电路的交流输出第一端，第一下桥臂的负端与原边开关电路直流输入负端相连；

由第二上桥臂和第二下桥臂组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的第二桥臂支路，第二上桥臂由第四开关管和第四二极管串联组成，第二下桥臂由第五开关管和第五二极管串联组成，第二上桥臂的正端与原边开关电路直流输入正端相连，第二上桥臂的负端和第二下桥臂的正端相连，上下桥臂连接点为第二桥臂支路中点，第二桥臂支路中点为原边开关电路的交流输出第二端，第二下桥臂的负端与原边开关电路直流输入负端相连。

原边开关电路所述的开关管选用IGBT或MOSFET两者中的一者。主开关支路或桥臂的开关管与二极管具有两种连接方式。一种连接方式为，IGBT的发射极或MOSFET的源极与二极管的阳极相连，此时IGBT的集电极或MOSFET的漏极为主开关支路或桥臂的正端，二极管的阴极为主开关支路或桥臂的负端；另一种连接方式为，IGBT的集电极或MOSFET的漏极与二极管的阴极相连，此时二极管的阳极为主开关支路或桥臂的正端，IGBT的发射极或MOSFET的源极为主开关支路或桥臂的负端。

该交流-直流变换电源的输入整流电路、升压电感与原边开关电路的连接方式包括：升压电感的两端与输入整流电路的直流输出正端与原边开关电路的直流输入正端分别相连，输入整流电路的直流输出负端与原边开关电路的直流输入负端相连；或者升压电感的两端与输入整流电路的直流输出负端与原边开关电路的直流输入负端分别相连，输入整流电路的直流输出正端与原边开关电路的直流输入正端相连；或者使用两路升压电感，其中升压电感一与输入整流电路的直流输出正端与原边开关电路的直流输入正端分别相连，升压电感二与输入整流电路的直流输出负端与原边开关电路的直流输入负端分别相连。

该交流-直流变换电源的隔离变压器存在寄生漏抗；同时在隔离变压器的原边和副边绕组上可分别额外串联连接电感器，此时隔离变压器通过电感器与原边开关电路或副边整流电路相连。

与现有技术相比，本发明使用了一套电路实现了功率因数校正和输出隔离直流电源两个功能。与使用有源功率因数校正电路串接隔离型直流-直流（DC-DC）变换电路的两级式方案相比较，本发明中的变压器原边开关电路省去了两级电路中间的直流储能电容器，因此减小了电路的体积，提高了电路的功率密度。同时通过第一第二桥臂支路的斩波工作，在隔离变压器原边生成高频方波，使电路能够实现高频隔离，进一步减小电路体积。

电路的工作利用了变压器漏感和副边谐振电容器之间的高频谐振机制，实现了原边开关电路中所有开关管的零电流开通与关断，同时也实现了副边整流电路整流二极管的零电流关断，进而有效的减小了电路的损耗，提高了电路的转换效率。

附图说明

图1是本发明公开的隔离型软开关交流-直流变换电源的典型实施例的系统结构图；

图2是本发明公开的隔离型软开关交流-直流变换电源的典型实施例的原理图；

图3是本发明公开的隔离型软开关交流-直流变换电源具体实施例的示意图；

图4a是根据图3所示的具体实施例的工作状态1的电路等效原理图；

图4b是根据图3所示的具体实施例的工作状态2的电路等效原理图；

图4c是根据图3所示的具体实施例的工作状态3的电路等效原理图；

图4d是根据图3所示的具体实施例的工作状态4的电路等效原理图；

图4e是根据图3所示的具体实施例的工作状态5的电路等效原理图；

图4f是根据图3所示的具体实施例的工作状态6的电路等效原理图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供了一种隔离型软开关交流-直流变换电源，如图1所示，其包括输入整流电路、输入电容器、升压电感、原边开关电路、隔离变压器、谐振电容器、副边整流电路以及输出电容器。其中输入整流电路的交流输入两端与交流电源两端分别相连，输入整流电路的直流输出正端与输入电容器和升压电感的一端共接，输入整流电路的直流输出负端与输入电容器和原边开关电路的直流输入负端共接，升压电感的另一端与原边开关电路的直流输入正端相连，原边开关电路的交流输出两端与隔离变压器的原边绕组两端分别相连，隔离变压器的副边绕组两端与谐振电容器的两端以及副边整流电路的交流输入两端分别共接，副边整流电路的直流输出正端与输出电容器正端和直流负载的正端共接，副边整流电路的直流输出负端与输出电容器负端和直流负载的负端共接。

如图2所示，本发明实施例所述的原边开关电路包括：

由第一开关管和第一二极管串联组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的主开关支路，其中，主开关支路的正端与原边开关电路直流输入正端相连，主开关支路的负端与原边开关电路直流输入负端相连；

由第一上桥臂和第一下桥臂组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的第一桥臂支路，其中，第一上桥臂由第二开关管和第二二极管串联组成，第一下桥臂由第三开关管和第三二极管串联组成，第一上桥臂的正端与原边开关电路直流输入正端相连，第一上桥臂的负端和第一下桥臂的正端相连，上下桥臂连接点为第一桥臂支路中点，第一桥臂支路中点为原边开关电路的交流输出第一端，第一下桥臂的负端与原边开关电路直流输入负端相连；

由第二上桥臂和第二下桥臂组成、与原边开关电路直流输入正端与负端分别相连的第二桥臂支路，其中，第二上桥臂由第四开关管和第四二极管串联组成，第二下桥臂由第五开关管和第五二极管串联组成，第二上桥臂的正端与原边开关电路直流输入正端相连，第二上桥臂的负端和第二下桥臂的正端相连，上下桥臂连接点为第二桥臂支路中点，第二桥臂支路中点为原边开关电路的交流输出第二端，第二下桥臂的负端与原边开关电路直流输入负端相连。

原边开关电路所述的开关管选用IGBT或MOSFET两者中的一者。主开关支路或桥臂的开关管与二极管具有两种连接方式。以上两种连接方式均由图2给出。一种连接方式为，IGBT的发射极或MOSFET的源极与二极管的阳极相连，此时IGBT的集电极或MOSFET的漏极为主开关支路或桥臂的正端，二极管的阴极为主开关支路或桥臂的负端；另一种连接方式为，IGBT的集电极或MOSFET的漏极与二极管的阴极相连，此时二极管的阳极为主开关支路或桥臂的正端，IGBT的发射极或MOSFET的源极为主开关支路或桥臂的负端。

该交流-直流变换电源的输入整流电路，升压电感与原边开关电路有多种连接方式。图2给出了升压电感可选的连接位置，并分别用L_in1和L_in2标记。以上两个可选电感可任意一个或多个接入电路但不能均不接入电路。

该交流-直流变换电源的隔离变压器T₁存在寄生漏抗L_k；同时在实施例中可额外串入电感器等效增加漏抗大小。以上额外串入电感器均应等效于单一漏抗L_k。

图3是本发明公开的隔离型软开关交流-直流变换电源具体实施例的示意图。如图3所示，本实施例使用普通二极管整流桥作为输入整流电路。输入电容器为C_in，升压电感为L_in，第一至第五开关管分别为S₁-S₅，开关管使用IGBT。第一至第五二极管分别为D₁-D₅，二极管使用快恢复二极管。开关管与二极管的连接方式均为IGBT的发射级与二极管的阳极相连。隔离变压器记为T₁，寄生漏抗记为L_k，变压器匝比为n₁: n₂。谐振电容记为C_r。副边整流电路采用普通二极管整流桥电路并使用4个快恢复二极管，分别记为D_o1-D_o4。输出电容器记为C_o。

由于输入整流电路的存在，输入电容器上电压极性始终为正。输入电容器的容值通常为1-5uF，因而电容上储存能量很少。在电路工作过程中可以近似认为输入电容器电压始终跟随输入电网电压的绝对值。电路的输出电容器容值通常大于1000uF，因此在电路工作过程中可以近似认为输出电容器电压基本恒定，并等于输出负载电压。

该实施例中升压电感、原边开关电路、隔离变压器、谐振电容器以及副边整流电路配合工作，实现输入电流功率因数校正和输出稳定的隔离直流电源的功能。电路工作存在多个基本工作状态，以下分别由图4a-4f给出。应该注意的是，附图4a-4f的虚线框部分表示该部分电路处于关断状态。

工作状态1：如图4a所示，开关管S₁，S₃和S₄关断，S₂和S₅导通。此时电路中导通器件包括S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4。电流方向如图4a所示，电感能量经由导通路径释放到副边输出电容。此时谐振电容Cr电压被箝位至输出电容电压。

工作状态2：如图4b所示，在该工作状态开始阶段，开关管S₁导通。开关管S₃和S₄仍关断，S₂和S₅仍导通。由于变压器漏感L_k的存在，电流导通路径不会立刻从原有路径置换到S₁所在的主开关支路。因而原导通路径上的导通器件包括S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4均获得了零电流软关断的条件，S₁获得零电流软开通。

工作状态3：如图4c所示，在该工作状态开始阶段，原导通路径上电流下降到0。由于二极管D₂与D₅的存在，该导通路径的电流截止。S₂、D₂、S₅、D₅、D_o1和D_o4均实现零电流关断。此时电流导通路径为通过S₁与D₁。此时电感通过输入电压进行充能。谐振电容C_r电压仍然保持为近似输出电容电压。

工作状态4：如图4d所示，在该工作状态开始阶段，开关管S₃和S₄开通。此时由于谐振电容C_r电压电势作用，开关管S₁与D₁上电流逐渐转换到开关管S₃和S₄所在导通路径上。由于变压器漏感L_k的存在，电流导通路径不会立刻从原有路径置换到S₃和S₄所在路径。因而原导通路径上的导通器件包括S₁和D₁均获得了零电流软关断的条件，S₃和S₄获得零电流软开通。同时谐振电容C_r电压开始线性下降。

工作状态5：如图4e所示，在该工作状态开始阶段，开关管S₁与D₁上电流下降到0，实现零电流软关断。此时电流导通路径为通过S₃、D₃、S₄、D₄。此时谐振电容C_r电压继续快速下降，并最终反向上升。在谐振电容C_r电压没有反向上升到超过输出电容电压之前，副边整流电路二极管不会导通。

工作状态6：如图4f所示，在该工作状态开始阶段，谐振电容C_r电压达到输出电容电压，副边整流电路二极管开始导通。此时电路中导通器件包括S₃、D₃、S₄、D₄、D_o2和D_o3。此时电感能量再次经由导通路径释放到副边输出电容。

可以看到，工作状态1和工作状态6为对称工作状态。电路在工作状态6及之后4个工作状态的运行过程将和工作状态1至工作状态5一一对应。电路通过对称工作，在原边开关电路的交流输出两端输出正负方波电压，实现了变压器的高频隔离和能量传递。变压器副边整流电路将该方波电压重新整流成为直流。

电路的有源功率因数校正功能通过控制各个工作状态的作用时间来完成。在以上多个工作状态中，工作状态1（6）和工作状态3为主要工作状态。其他工作状态为谐振工作状态。电路通过控制主要工作状态的作用时间来控制升压电感的充能和释能，进而控制电感电流跟踪电网电压相位，实现功率因数校正。