一种定频谐振式直流至直流转换器电路及其控制方法与流程

本发明属于直流至直流转换系统领域，特别涉及一种定频谐振式直流至直流转换器电路及其控制方法。

背景技术：

传统单相高功因的切换式电源具有两级电路架构，前级为非隔离的PFC整流器(rectifier)，后级为隔离式的直流至直流转换器，图1及图2为常用的电路架构，图1为PFC升压式AC-DC整流器结合全桥式相移DC-DC转换器，图2为升压式AC-DC整流器结合LLC谐振式DC-DC转换器。相移控制全桥式DC-DC转换器由于具备定频与零电压切换(ZVS)特性，广泛被使用较大功率的应用，但其仍有以下缺点：零电压切换在较轻载时难以达成，轻载时效率较差且电磁干扰较严重；即便达成零电压切换，一次侧具有较大的环流使得导通损较高等。

图2的LLC谐振式DC-DC转换器虽无轻载ZVS问题，但仍具有以下限制：为了使LLC谐振式转换器适应较宽的输入电压范围，其切换频率将变化大，变压器设计难以被优化；变频操作需求下LLC谐振式转换器的铁心较大，同时具有较高的铁损；为使输入电压具有较宽的范围，必须使用较小的磁化电感以获得高Q值使电路具备较高的增益，但因此会造成较大的导通损；电路在低压及过载情况容易偏移至电容区，造成电路损毁等。

技术实现要素：

本发明旨在解决现有技术相移控制全桥式转换器轻载不易进入零电压切换及变频式LLC谐振式转换器输入电压变化范围的受限的技术问题，提供一种定频谐振式直流至直流转换器电路，允许输入电压具有宽广变化，同时一次侧的主开关及二次侧的同步开关在各式负载下均能达成零电压开关(ZVS)切换。

本发明的实施例提供一种定频谐振式直流至直流转换器电路，包括：

变压器，所述变压器包括初级侧和次级侧；

耦合至所述初级侧的第一级电路，所述第一级电路包括具有第一桥臂及第二桥臂的全桥逆变电路及谐振储能电路，所述全桥逆变电路输入端用于连接直流电源，输出端通过所述谐振储能电路与变压器初级侧连接，所述第一桥臂上桥臂上设有第一开关管，第一桥臂下桥臂上设有第二开关管，所述第二桥臂上桥臂上设有第三开光管，第二桥臂下桥臂上设有第四开关管；

耦合至所述次级侧的第二级电路，所述第二级电路包括具有分别对应第一和第四开关管、第二和第三开关管的第五开关管、第六开关管的整流电路，所述整流电路的输出端用于给负载供电。

控制器，用于根据整流电路输出电压及输出电压参考值通过相移控制第一开关、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管及第六开关管的闭合导通时间以维持所述输出电压；

其中，所述第一开关管与第二开关管之间、第三开关管与第四开光管之间，第五开关管与第六开关之间的导通时间分别为开关控制信号的半个周期。

进一步地，所述控制器包括：

电压控制器，用于根据输出电压与输出电压参考值调整得到一角度控制信号；

正向限制器，用于将角度控制信号转为第一相移角度θ_con1；

第一相移电路，用于根据第一相移角度θ_con1得到第一相位差θ_C1；

第一开关控制器，用于根据所述第一相位差θ_C1调整第五开关管或第六开关管的闭合导通时间；

负向限制器，用于将所述角度控制信号转为第二相移角度θ_con2；

第二相移电路，用于根据第二相移角度得到第二相位差θ_C2；

第二开关控制器，用于根据所述第二相位差θ_C2调整第一开关管、第二开关管、第三开关管或第四开关管的闭合导通时间。

进一步地，所述次级侧包括两个相互串接的第一次级线圈与第二次级线圈，所述第一次级线圈、第二次级线圈还与所述第五开关管及第六开关管串接形成回路，第一次级线圈与第二次级线圈之间引出一条连接线，第五开关管及第六开关之间引出另一条连接线，所述两条连接线形成整流电路的输出端。

进一步地，所述谐振储能电路包括一谐振电感器L_r和一谐振电容器C_r，所述初级侧包括一个初级侧线圈，所述谐振电感器、谐振电容器及初级侧线圈相互串接后连接在全桥逆变电路的输出端之间。

进一步地，所述整流电路的输出端上还连接有一滤波电容。

进一步地，所述第一开关、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管及第六开关管为MOS管。

本发明的实施例还提供一种定频谐振式直流至直流转换器电路的控制方法，所述控制方法包括：

根据整流电路输出电压及输出电压参考值，通过相移控制第一开关、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和/或第六开关管的闭合导通时间以维持所述整流电路输出电压；

其中，所述第一开关与第二开关管之间的切换频率，第三开关管与第四开关管之间的切换频率，第五开关管与第六开关管之间的切换频率相同且为定频，同时该频率大于谐振储能电路的谐振频率。

进一步地，具体包括以下步骤：

根据整流电路输出电压与输出电压参考值调整输出一角度控制信号；

控制所述角度控制信号通过正向限制器与负向限制器处理后分别得到第一相移角度θ_con1与第二相移角度θ_con2；

控制第一相移角度θ_con1与第二相移角度θ_con2分别通过一相移电路处理后，得到第一相位差θ_C1与第二相位差θ_C2；

根据所述第一相位差θ_C1调整第五开关管或第六开关管的闭合导通时间，并根据所述第二相位差θ_C2调整第一桥臂与第二桥臂上开关管的闭合导通时间。

进一步地，当所述角度控制信号为正时：

所述第一相移角度为θ_con1正值，所述第一相位差θ_C1＝-θ_con1，控制第五开关管闭合导通时间滞后第一桥臂上第一开关管闭合导通时间的相移角度为θ_con1；

所述第二相移角度为0，所述第二相位差θ_C2＝180°+θ_con1，控制第二桥臂的相移角度为180°。

进一步地，当所述角度控制信号为负时：

所述第一相移角度θ_con1为0，所述第一相位差θ_C1＝0，控制第五开关管的闭合导通时间滞后第一桥臂上第一开关管闭合导通时间的相移角度为0；

所述第二相移角度θ_con2为负值，所述第二相位差θ_C2＝180°+θ_con2，控制第二桥臂的相移角度为180°+θ_con2。

以上所述技术方案，通过根据整流电路输出电压及输出电压参考值及通过相移控制第一开关、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管及第六开关管的闭合导通时间以维持所述输出电压，从而实现二次侧相对一次侧上开光管的相移控制，从而可以实现维持谐振式转换器的输出电压，而且允许输入电压具有宽广变化，同时一次侧的主开关及二次侧的同步开关在各式负载下均能达成ZVS切换，有效改善了全桥相移轻载不易进入ZVS的缺点。

附图说明

图1是现有的PFC升压式AC-DC整流器结合全桥式相移DC-DC转换器电路结构示意图；

图2是现有的升压式AC-DC整流器结合LLC谐振式DC-DC转换器电路结构示意图；

图3是本发明一种实施例的定频谐振式直流至直流转换器电路结构示意图；

图4是图3的转换器电路结构简化电路结构示意图；

图5是本发明定频谐振式直流至直流转换器电路中的基本波等效电路示意图；

图6是本发明定频谐振式直流至直流转换器在稍重载下(θ_con为正)的相量图；

图7是本发明定频谐振式直流至直流转换器在轻载下(θ_con为负)的相量图；

图8是本发明定频谐振式直流至直流转换器的仿真电路结构图；

图9是图8中仿真电路在满载1.5kW下的响应示意图；

图10是图8中仿真电路在轻载600W下的响应示意图；

图11是本发明一种实施例的定频谐振式直流至直流转换器的控制方法流程图。

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图3所示，本发明的实施例提供一种定频谐振式直流至直流转换器电路，包括

变压器N，所述变压器包括初级侧和次级侧；

耦合至所述初级侧的第一级电路，所述第一级电路包括具有第一桥臂A及第二桥臂B的全桥逆变电路10及谐振储能电路20，所述全桥逆变电路10输入端用于连接直流电源V_d，输出端通过所述谐振储能电路20与变压器N初级侧连接，所述第一桥臂A上桥臂上设有第一开关管A+，第一桥臂A下桥臂上设有第二开关管A-，所述第二桥臂B上桥臂上设有第三开光管B+，第二桥臂B下桥臂上设有第四开关管B-；

耦合至所述次级侧的第二级电路，所述第二级电路包括具有分别对应第一和第四开关管、第二和第三开关管的第五开关管C+、第六开关管C-的整流电路，所述整流电路的输出端用于给负载R供电；

还包括一控制器，所述控制器用于根据整流电路40输出电压V_o及输出电压参考值V_oref通过相移控制第一开关A+、第二开关管A-、第三开关管B+、第四开关管B-、第五开关管C+及第六开关管C-的闭合导通时间以维持所述输出电压V_o。

其中，所述第一开关管A+与第二开关管A-之间、第三开关管B+与第四开光管B-之间，第五开关管C+与第六开关管C-之间的导通时间分别为开关控制信号的半个周期。因此各开关的触发信号均为50％占空比的方块波信号。

本实施例中，优选地，所述控制器包括第一开关控制器80及第二开关控制器110。所述第一开关控制器80用于发出方块波控制信号给第一开关管A+、第二开关管A-、第三开关管B+及第四开关管B-，从而控制第一开关管A+、第二开关管A-、第三开关管B+及第四开关管B-的闭合或关断；所述第二开关控制器110用于发出方块波控制信号给第五开关管C+、第六开关管C-，从而控制第五开关管C+、第六开关管C-的闭合或关断。

优选地，所述控制器还包括：

电压控制器50，用于根据输出电压V_o与输出电压参考值V_oref调整得到一角度控制信号；

正向限制器60，用于将角度控制信号转为第一相移角度θ_con1；所述正向限制器的作用为：当角度控制信号为正值时，所述转化后的第一相移角度θ_con1为正值，且大小与所述角度控制信号的值相等；当角度控制信号为负值时，所述转化后的第一相移角度θ_con1为0。

第一相移电路70，用于根据第一相移角度θ_con1得到第一相位差θ_C1；这里所述的第一相位差θ_C1＝-θ_con1。

所述第一开关控制器80，可根据所述第一相位差θ_C1调整第五开关管或第六开关管的闭合导通时间；

负向限制器90，用于将所述角度控制信号转为第二相移角度θ_con2；

所述负向限制器90的作用为：当角度控制信号为正值时，所述转化后的第二相移角度θ_con2为0；当角度控制信号为负值时，所述转化后的第二相移角度θ_con2为负值，且绝对值的大小与所述角度控制信号的值相等。

第二相移电路100，用于根据第二相移角度θ_con2得到第二相位差θ_C2；

本实施例中，所述第二相位差θ_C2＝180°+θ_con2。

所述第二开关控制器110，可根据所述第二相位差θ_C2调整第一开关管A+、第二开关管A-、第三开关管C+或第四开关管C-的闭合导通时间。

所述次级侧包括两个相互串接的第一次级线圈与第二次级线圈，所述第一次级线圈、第二次级线圈还与所述第五开关管及第六开关管串接形成回路，第一次级线圈与第二次级线圈之间引出一条连接线，第五开关管及第六开关之间引出另一条连接线，所述两条连接线形成整流电路的输出端。

本发明的实施例中，所述谐振储能电路20包括一谐振电感器L_r和一谐振电容器C_r，所述初级侧包括一个初级侧线圈N1，所述谐振电感器L_r、谐振电容器C_r及初级侧线圈N1相互串接后连接在全桥逆变电路10的输出端之间。

进一步地，所述整流电路40的输出端上还连接有一滤波电容C₀。

本实施例中，优选地，所述第一开关A+、第二开关管A-、第三开关管B+、第四开关管B-、第五开关管C+及第六开关管C-为MOS管。

本发明的实施例还提供一种上述定频谐振式直流至直流转换器电路的控制方法，所述控制方法包括：

根据整流电路40输出电压V_o与输出电压参考值V_oref，通过相移控制第一开关A+、第二开关管A-、第三开关管B+、第四开关管B-、第五开关管C+和/或第六开关管C-的闭合导通时间以维持所述整流电路40输出电压V_o。

如图11所示，具体包括以下步骤：

步骤S100，根据整流电路40输出电压V_o与输出电压参考值V_oref调整输出一角度控制信号；

步骤S200，控制所述角度控制信号通过正向限制器60与负向限制器90处理后分别得到第一相移角度θ_con1与第二相移角度θ_con2；

步骤S300，控制第一相移角度θ_con1与第二相移角度θ_con2分别通过一相移电路处理后，得到第一相位差θ_C1与第二相位差θ_C2；

步骤S400，根据所述第一相位差θ_C1调整第五开关管C+或第六开关管C-的闭合导通时间，并根据所述第二相位差θ_C2调整第一桥臂A与第二桥臂B上开关管的闭合导通时间。

结合图3所示，一次侧全桥逆变电路10中，第一桥臂A与第二桥臂B二臂上下开关管的导通为互补，即第一开关管A+与第二开关管A-为各导通50％周期时间，第三开关管B+与第四开关管B-为各导通50％周期时间，二次侧中心抽头同步整流二开关(第五开关管C+与第六开关管C-)的导通亦为互补，C+与C-为各导通50％周期时间，因此各开关的触发信号均为50％占空比的方块波信号。

本发明的控制方法中，假设相移乃以一次侧第一开关管A+的角度为零度当基准，那么，所述输出电压V_o与输出电压参考值V_oref的误差经由电压控制器50调整后得到所述角度控制信号θ_con，在负载为稍重的情况下，此控制信号经由一正向限制器60转换为第一相移角度θ_con1，此角度再由零度扣除，得到二次侧第五开关管C+与一次侧第一开关管A+的第一相位差θ_C1，由于此值为负，第五开关管C+的导通因此落后一次侧第一桥臂A的导通θ_con度。开关切换频率f_s的设定为定频且为了达到ZVS切换，其设定值为高于LLC的谐振频率。

此正值的角度控制信号θ_con经由一负向限制器90后再加上180度并经过所述第二相移电路100处理后，得到一次侧第二桥臂B与第一桥臂A的第二相位差θ_C2，由于正值θ_con经由负向限制器后的值为零，因此第二桥臂B的切换将与第一桥臂A的切换为固定的180度相差，亦即此时一次侧第一桥臂A与第二桥臂B二臂间的输出电压达到最高。

但在负载较轻的情况下，所述角度控制信号θ_con转为负，此时由于正向限制器60的缘故，得到第一相移角度θ_con1与第一相位差θ_C1的结果都为零，因此第一开关管A+与第五开关管C+的相移角度固定为零，但此负值θ_con经由负向限制器并加上180度，得到第二相位差θ_C2＝180°+θ_con2第二相移角度，将使第二桥臂B与第一桥臂A的相差低于180度，亦即相当降低一次侧输出电压的占空比以达到维持输出电压V_o之目的。

上述工作原理乃采用一二次侧间输出电压的相移控制，为了进一步简化说明本发明上述实施例中的控制方法，可以将图3的电路简化成图4的电路来表示，其中一次侧全桥逆变器电路的输出方块波电压以V_i来表示，二次侧的输出电压反射至一次侧的方块波电压以V_op来表示。

在谐振工作下，图4的电路可再以V_i及V_op的正弦基本波(频率为f_s)来表示，如图5的基本波等效电路所示。根据图4可绘出在稍重载下(θ_con为正)的相量图如图6所示，为使电路达到ZVS，切换频率设定高于谐振频率，电路呈现电感性，使谐振电流Ir落后输入电压V_i。在各式负载下藉由改变V_op落后V_i的夹角,θ_C可使得V_op的振幅维持定值，等效达到调整输出电压V_o的目的。负载电流越大亦即I_r越大，落后的夹角θ_C越大。反之负载电流越小，I_r越小其夹角越小，如图6中的I_r1，其夹角θ_C1刚好等于零度。

当负载持续减少，θ_con转为负的相量图如图7所示，在此情况下θ_C维持零度，然而负值的θ_con将使θ_B＝180+θ_con，从而θ_B小于180度，使得V_i随着θ_B的减小而减小以保持V_op的定值。这里的θ_B即为一次侧第二桥臂B上开关管的相移角度。

以下将以如下规格的转换器使用仿真方式来进一步说明本发明所述控制方法的有效性：

输入电压:V_in＝390V_dc,

输出电压:V_o＝12V_dc,

切换频率：f_s＝100kHz,

变压器：PQ40/40,N₁:N₂＝29:1,L_m＝800μH,L_lk＝80μH,

电容：C_r＝47nF,C_o＝1000μF*2。

仿真电路如图8所示，在满载1.5kW下的响应波形如图9所示，其显示二次侧同步整流开关的落后相移角度为θ_C＝38.8°，而一次侧第一桥臂B上开关管的相移角度为θ_B＝180°。输出电压确实能调整于12V，一次侧第一桥臂A及第二桥臂B与二次侧同步整流的开关管(第五开关管及第六开关管)均能达成ZVS。在较轻载600W下的响应如图10所示，其显示二次侧同步整流开关管(第五开关管及第六开关管)的落后相移角度为θ_C＝0°，而一次侧第二桥臂B上开关管的相移角度为θ_B＝150°。输出电压确实能调整于12V，一次侧第一桥臂A及第二桥臂B与二次侧同步整流的开关管亦均能达成ZVS。以上这些响应均符合前述电路的原理与本发明所提定频相位控制的设计方法。

本发明上述实施例提供的定频谐振式直流至直流转换器电路及其控制方法具有以下优点：

(1)所提方法采用定频方式的相位控制技术以维持谐振式转换器的输出电压，因此其变压器较易设计，而且允许输入电压具有宽广变化。

(2)一次侧的主开关及二次侧的同步开关在各式负载下均能达成ZVS切换，改善全桥相移轻载不易进入ZVS的缺点。

(3)如同LLC转换器可以采用漏感作为谐振阻抗，电路简单。

(4)与全桥相移及LLC谐振式转换器二次侧同步整流需侦测负载电流相较，所提创作二次侧的同步整流开关不须侦测电流，仅须依据相移角度动作，较为可靠且可以降低导通损。

(5)对于过流的保护较易且快速，仅须限制相移角度即可，没有如LLC需要变频亦或容易跑至电容区的问题。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。