用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统及方法与流程

本发明属于电机控制器
技术领域：
，尤其涉及一种用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统及方法。
背景技术：
：目前，电机控制器被广泛应用于各种需要采用电机进行驱动的设备，电机控制器中常用的功率器件主要有MOSFET和IGBT两种。通常而言，电动自行车、平衡车、滑板车等低压系统在电机控制器中采用MOSFET，高速电动汽车、高铁、空调等高压系统采用IGBT。功率器件是电机控制器对电机实现变频控制的核心元件。在使用功率器件时需要关注的参数较多，其中，最大漏源电流是限制电机控制器和电机性能的一个重要参数。所谓最大漏源电流是指场效应管正常工作时，漏极和源极间所允许通过的最大电流，厂家针对功率器件所发布的规格书对该值有明确的限制，最大漏源电流在功率器件的温度处于常规工作温度以下时是固定值，而最大漏源电流在功率器件的温度处于常规工作温度以上时则呈现为一条随温度升高而减小的曲线。由于功率器件的工作温度很难准确获取，通常是通过在功率器件的封装外表面布置温度传感器来近似采集，但这存在温度采集不准确、不可靠且增加成本的问题。所以现有技术在实际使用功率器件时，通常是恒定地取该曲线中最大值的80％作为最大漏源电流。然而，该种做法却存在以下弊端：一是没有充分利用功率器件在常规工作温度以下的通流能力，二是功率器件在长期高温工作时容易损坏。综上所述，现有技术在电机控制器工作时将功率器件的最大漏源电流确定为固定值，从而导致在常规工作温度以下无法充分利用功率器件的通流能力以实现更大的输出功率，且在常规工作温度以上使功率器件因继续以原功率输出且长期高温运行而易受损坏。技术实现要素：本发明的目的在于提供一种用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统及方法，旨在解决现有技术所存在的在电机控制器工作时将功率器件的最大漏源电流确定为固定值，从而导致在常规工作温度以下无法充分利用功率器件的通流能力以实现更大的输出功率，且在常规工作温度以上使功率器件因继续以原功率输出且长期高温运行而易受损坏的问题。本发明是这样实现的，提供一种用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统，所述电机控制器包括两电平逆变器、母线电压采集单元、矢量控制单元和霍尔传感器，所述母线电压采集单元采集所述两电平逆变器的母线电压并输出母线电压信号给所述矢量控制单元，所述霍尔传感器采集电机的转子磁场角度并输出转子磁场角度信号给所述矢量控制单元，所述矢量控制单元用于对所述两电平逆变器中每相桥臂上的开关管进行控制；其特征在于，所述功率器件控制与过温保护系统包括：电流模块，输入端连接所述两电平逆变器的母线电流输出端和所述矢量控制单元的开关管状态信号输出端，用于根据所述两电平逆变器的母线电流和所述矢量控制单元输出的开关管状态信号获取相应的三相电流；第一CLARKE/PARK变换单元，输入端连接所述电流模块的三相电流输出端和所述霍尔传感器的转子磁场角度输出端，用于根据所述三相电流和所述转子磁场角度信号获取d轴电流和q轴电流；电压模块，输入端连接所述两电平逆变器的三相电压输出端和所述矢量控制单元的开关管状态信号输出端，用于根据所述两电平逆变器的三相电压获取相应的三相下桥臂导通电压；第二CLARKE/PARK变换单元，输入端连接所述电压模块的三相下桥臂导通电压输出端和所述霍尔传感器的转子磁场角度输出端，用于根据所述三相下桥臂导通电压和所述转子磁场角度信号获取d轴电压和q轴电压；控制模块，输入端连接所述第一CLARKE/PARK变换单元的q轴电流输出端和所述第二CLARKE/PARK变换单元的q轴电压输出端，输出端连接所述矢量控制单元的输入端，用于根据所述q轴电流和所述q轴电压获取所述功率器件的内阻，并根据所述功率器件的内阻得到所述功率器件的最大漏源电流，且输出所述最大漏源电流信号驱动所述矢量控制单元相应地控制功率器件的工作状态；所述功率器件的内阻与所述功率器件的工作温度正相关，所述功率器件的最大漏源电流与所述功率器件的工作温度负相关。本发明的另一目的还在于提供一种用于电机控制器的功率器件控制与过温保护方法，其包括以下步骤：电流模块根据两电平逆变器的母线电流和矢量控制单元输出的开关管状态信号获取相应的三相电流；第一CLARKE/PARK变换单元根据所述三相电流和转子磁场角度信号获取d轴电流和q轴电流；电压模块根据所述两电平逆变器的三相电压获取相应的三相下桥臂导通电压；第二CLARKE/PARK变换单元根据所述三相下桥臂导通电压和所述转子磁场角度信号获取d轴电压和q轴电压；控制模块根据所述q轴电流和所述q轴电压获取所述功率器件的内阻，并根据所述功率器件的内阻得到所述功率器件的最大漏源电流，且输出最大漏源电流信号驱动所述矢量控制单元相应地控制功率器件的工作状态；所述功率器件的内阻与所述功率器件的工作温度正相关，所述功率器件的最大漏源电流与所述功率器件的工作温度负相关。本发明通过功率器件导通电压及导通时流经的真实电流获取功率器件的内阻，再得到最大漏源电流驱动矢量控制单元相应地控制功率器件的工作状态，最大漏源电流与功率器件的工作温度负相关。实现了电机控制器功率器件在常规工作温度以下，随温度降低加大最大漏源电流限制，以充分利用MOSFET等功率器件的通流能力，提升控制器转矩输出；在常规工作温度以上，随温度升高减小最大漏源电流限制，降低输出功率，防止长期高温运行损坏功率器件，降低其损坏的概率。本发明适用于电动自行车、平衡车及低速电动汽车等低压系统电机控制器装置，可充分利用功率器件特性，提升电机控制器运行范围，提高产品的可靠性和性能。附图说明图1是本发明实施例所提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统的模块结构图；图2是本发明实施例所提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统的模块结构图；图3是本发明实施例所提供的母线电流采集单元的电路结构图；图4是本发明实施例所提供的三相下桥臂电压采样单元的电路结构图；图5是本发明实施例所提供的功率器件工作温度与内阻的分段线性拟合曲线图；图6是本发明实施例所提供的功率器件工作温度与最大漏源电流的分段温升降流曲线图；图7是本发明实施例提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护方法的实现流程图。具体实施方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。图1示出了本发明实施例提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：本发明实施例提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统，其中，电机控制器包括两电平逆变器100、母线电压采集单元200、矢量控制单元300和霍尔传感器400，母线电压采集单元200采集两电平逆变器100的母线电压并输出母线电压信号给矢量控制单元300，霍尔传感器400采集电机的转子磁场角度并输出转子磁场角度信号给矢量控制单元300，矢量控制单元300用于对两电平逆变器100中每相桥臂上的开关管进行控制。功率器件控制与过温保护系统包括：电流模块500，输入端连接两电平逆变器100的母线电流输出端和矢量控制单元300的开关管状态信号输出端，用于根据两电平逆变器100的母线电流和矢量控制单元300输出的开关管状态信号获取相应的三相电流。第一CLARKE/PARK变换单元800，输入端连接电流模块500的三相电流输出端和霍尔传感器400的转子磁场角度输出端，用于根据三相电流和转子磁场角度信号获取d轴电流和q轴电流。电压模块700，输入端连接两电平逆变器100的三相电压输出端和矢量控制单元300的开关管状态信号输出端，用于根据两电平逆变器100的三相电压获取相应的三相下桥臂导通电压。第二CLARKE/PARK变换单元900，输入端连接电压模块700的三相下桥臂导通电压输出端和霍尔传感器400的转子磁场角度输出端，用于根据三相下桥臂导通电压和转子磁场角度信号获取d轴电压和q轴电压。控制模块600，输入端连接第一CLARKE/PARK变换单元800的q轴电流输出端和第二CLARKE/PARK变换单元900的q轴电压输出端，输出端连接矢量控制单元300的输入端，用于根据q轴电流和q轴电压获取功率器件的内阻，并根据功率器件的内阻得到功率器件的最大漏源电流，且输出最大漏源电流信号驱动矢量控制单元300相应地控制功率器件的工作状态。上述功率器件的内阻与功率器件的工作温度正相关，功率器件的最大漏源电流与功率器件的工作温度负相关。如图2所示，本发明实施例提供的用于电机控制器的功率器件控制与过温保护系统，其中，电流模块500包括母线电流采集单元510和三相电流重构单元520，电压模块700包括三相下桥臂电压采集单元710和导通电压计算单元720，控制模块600包括功率器件内阻计算单元620和功率器件电流限制单元610。在图2中，母线电流采集单元510的输入端并联在两电平逆变器100的三相下桥臂公共端与地线之间的电阻RCu两端；母线电流采集单元510用于采集两电平逆变器100的母线电流。具体的，母线电流采集单元510的第一输入端和第二输入端分别连接在两电平逆变器100的三相下桥臂公共端与地线之间的电阻RCu两端，对图2中HO两点之间电压进行采样处理得到母线电流，电阻RCu一般采用精度较高的无感电阻。作为本发明一实施例，图3示出了母线电流采集单元510的电路结构，母线电流采集单元510包括运算放大电路511、电流模数转换子单元512及电流比例放大子单元513。电流模数转换子单元512可采用通用的12位模数转换芯片，其对输入信号的大小有限制，超过限定范围的输入信号无法正确完成模数转换。电流比例放大子单元513可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。具体连接关系如下：运算放大电路511的第一输入端和第二输入端分别为母线电流采集单元510的第一输入端和第二输入端，电流模数转换子单元512的输入端连接运算放大电路511的输出端，电流比例放大子单元513的输入端连接电流模数转换子单元512的输出端，电流比例放大子单元513的输出端为母线电流采集单元510的输出端。运算放大电路511采集两电平逆变器100的母线电流输出母线电流模拟信号，母线电流模拟信号在电流模数转换子单元512限定的输入信号范围内，电流模数转换子单元512将母线电流模拟信号转换为母线电流数字信号，电流比例放大子单元513根据母线电流数字信号获取母线电流的电流值。如图3所示，运算放大电路511包括电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14、电阻R15、滤波电容C11、滤波电容C12及运算放大器U1，电阻R11的第一端为运算放大电路511的第一输入端，电阻R11的第二端连接运算放大器U1的同相端，电阻R12的第一端连接直流电压，电阻R12的第二端连接运算放大器U1的同相端，滤波电容C11的第一端连接运算放大器U1的同相端，滤波电容C11的第二端为运算放大电路511的第二输入端，电阻R13的第一端连接运算放大器U1的反相端，电阻R13的第二端同时连接滤波电容C11的第二端和地线，电阻R14的第一端连接运算放大器U1的反相端，电阻R14的第二端连接运算放大器U1的输出端，电阻R15的第一端连接运算放大器U1的输出端，电阻R15的第二端为运算放大电路511的输出端，滤波电容C12的第一端连接电阻R15的第二端，滤波电容C12的第二端连接滤波电容C11的第二端。在运算放大电路511中，电阻R11与滤波电容C11组成低通滤波电路，但电阻R11偏小，为了降低运算放大器U1的同相端输入电流，加上拉电阻R12和直流电压Vcc，R12>>R11，故运算放大器U1的同相端电压约等于H点的电压，电阻R15和滤波电容C12组成低通滤波电路，滤除高频干扰信号。综上可知，运算放大电路511的放大系数为(R13+R14)/R13。电流模数转换子单元512用于实现12位的模数转换处理功能，其参考电压也是直流电压Vcc，则其转换系数为(212-1)/Vcc＝4095/Vcc。电流比例放大子单元513根据电流模数转换子单元512输出的母线电流数字信号Vs1获取与母线电流Idc的电流值相等的母线电流数据，具体采用以下算式：在图2中，三相电流重构单元520的输入端连接母线电流采集单元510的输出端和矢量控制单元300的开关管状态信号输出端；三相电流重构单元520用于根据两电平逆变器100的母线电流和矢量控制单元300的开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系，采用相电流重构算法获取两电平逆变器100的三相电流。三相电流重构单元520可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。具体地，三相电流重构单元520根据母线电流Idc以及当前功率器件开关状态重构得出三相电流。其中三相电流与母线电流之间的关系如表1所示。通过表1中的预设逻辑状态对应关系，可分别计算出永磁同步电机的三相电流IA、IB、IC。表1开关管状态母线电流Idc开关管状态母线电流Idc0000100IA001IC101-IB010IB110-IC011-IA1110如图2所示的两电平逆变器100中的3个桥臂的6个功率器件共形成8种开关状态，当3个桥臂处于不同的导通状态时，三相电流与母线电流存在确定关系，如表1所示。表1开关管状态一栏中的三位二进制数，其定义为：第一位表示A相上桥臂功率器件的开关状态，第二位表示B相上桥臂功率器件的开关状态，第三位表示C相上桥臂功率器件的开关状态，导通记为“1”，断开记为“0”。表1中IA为三相电流中A相的电流，IB为三相电流中B相的电流，IC为三相电流中C相的电流。在图2中，第一CLARKE/PARK变换单元800，输入端连接三相电流重构单元520的三相电流输出端和霍尔传感器400的转子磁场角度输出端，根据三相电流(IA、IB及IC)和转子磁场角度θγ，按照以下算式获取d轴电流和q轴电流：在(1.2)式中，Id为d轴电流，Iq为q轴电流，IA为三相电流信号中A相的电流，IB为三相电流信号中B相的电流，IC为三相电流信号中C相的电流，θγ为转子磁场角度。第一CLARKE/PARK变换单元800输出d轴电流信号和q轴电流信号给矢量控制单元300，实现两电平逆变器100通过调节定子侧的d轴和q轴电流，分别控制电机的气隙磁场和电磁转矩。在图2中，三相下桥臂电压采集单元710的输入端为电压模块700的输入端；三相下桥臂电压采集单元710用于采集两电平逆变器100的三相下桥臂电压。具体的，三相下桥臂电压采集单元710的第一输入端连接A相桥臂的中点即A点，第二输入端连接B相桥臂的中点即B点，第三输入端连接C相桥臂的中点即C点，第四输入端连接三相下桥臂的公共端即H点，三相下桥臂电压采集单元710用于采集图2中AH间的A相下桥臂电压、BH间的B相下桥臂电压及CH间的C相下桥臂电压。作为本发明一实施例，图4示出了三相下桥臂电压采集单元710的电路结构，其中，三相下桥臂电压采集单元710包括分压电路7101、第一差分放大电路7102、第二差分放大电路7103、第三差分放大电路7104、第一电压模数转换子单元7105、第二电压模数转换子单元7106、第三电压模数转换子单元7107、第一电压比例放大子单元7108、第二电压比例放大子单元7109及第三电压比例放大子单元7110。第一电压模数转换子单元7105、第二电压模数转换子单元7106及第三电压模数转换子单元7107均可采用通用的12位模数转换芯片，其对输入信号的大小有限制，超过限定范围的输入信号无法正确完成模数转换。第一电压比例放大子单元7108、第二电压比例放大子单元7109及第三电压比例放大子单元7110均可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。如图4所示，具体连接关系如下：分压电路7101的输出端连接第一差分放大电路7102的第三输入端，第一差分放大电路7102的输出端连接第一电压模数转换子单元7105的输入端，第一电压模数转换子单元7105的输出端连接第一电压比例放大子单元7108的输入端。分压电路7101的输出端连接第二差分放大电路7103的第三输入端，第二差分放大电路7103的输出端连接第二电压模数转换子单元7106的输入端，第二电压模数转换子单元7106的输出端连接第二电压比例放大子单元7109的输入端。分压电路7101的输出端连接第三差分放大电路7104的第三输入端，第三差分放大电路7104的输出端连接第三电压模数转换子单元7107的输入端，第三电压模数转换子单元7107的输出端连接第三电压比例放大子单元7110的输入端。其中，分压电路7101包括分压电阻R241、分压电阻R242、滤波电容C24及运算放大器U2；分压电阻R241的第一端为分压电路7101的输入端，分压电阻R241的第一端连接分压电阻R242的第一端、滤波电容C24的第一端及运算放大器U2的反相端，分压电阻R242的第二端和滤波电容C24的第二端共同接地，运算放大器U2的同相端连接运算放大器U2的输出端，运算放大器U2的输出端为分压电路7101的输出端。第一差分放大电路7102、第二差分放大电路7103及第三差分放大电路7104为结构相同的差分放大电路，差分放大电路包括：电阻R201、电阻R202、电阻R203、电阻R204、电阻R205、电阻R206、二极管D21、电容C21及运算放大器U3；电阻R201的第一端为差分放大电路的第一输入端，电阻R204的第一端为差分放大电路的第二输入端，电阻R201的第二端连接电阻R202的第一端，电阻R202的第二端连接电阻R203的第一端、二极管D21的正极及运算放大器U3的同相端，电阻R203的第二端和二极管D21的负极连接分压电路7101的输出端，电阻R204的第二端连接电阻R205的第一端，电阻R205的第二端连接运算放大器U3的反相端和电阻R206的第一端，电阻R206的第二端连接运算放大器U3的输出端，运算放大器U3的输出端连接电容C21的第一端，电容C21的第二端连接地线，运算放大器U3的输出端为差分放大电路的输出端。第一差分放大电路7102采集A相下桥臂电压并输出与A相下桥臂电压成比例放大的A相电压模拟信号，A相电压模拟信号的大小在12位模数转换芯片限定的范围内。如图4所示，其电路中，R203/(R201+R202)＝R206/(R204+R205)，则其放大系数为R206/(R204+R205)。第一电压模数转换子单元7105将A相电压模拟信号转换为A相电压数字信号V21，转换系数为4095/Vcc。第一电压比例放大子单元7108根据A相电压数字信号V21获取A相下桥臂电压UAH的电压值，具体采用以下算式：同理，第二差分放大电路7103采集B相下桥臂电压并输出与B相下桥臂电压成比例放大的B相电压模拟信号，第二电压模数转换子单元7106将B相电压模拟信号转换为B相电压数字信号V22，第二电压比例放大子单元7109根据B相电压数字信号V22得到B相下桥臂电压UBH的电压值。第三差分放大电路7104采集B相下桥臂电压并输出与C相下桥臂电压成比例放大的C相电压模拟信号，第三电压模数转换子单元7107将C相电压模拟信号转换为C相电压数字信号V23，第三电压比例放大子单元7110根据C相电压数字信号V23得到C相下桥臂电压UCH的电压值。具体采用以下算式：在图2中，导通电压计算单元720的输入端连接三相下桥臂电压采集单元710的输出端和矢量控制单元300的开关管状态信号输出端，导通电压计算单元720的输出端为电压模块700的输出端；导通电压计算单元720用于根据两电平逆变器100的三相下桥臂电压和所述开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系获取三相下桥臂导通电压。导通电压计算单元720可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。其中三相下桥臂导通电压(UA_ON、UB_ON和UC_ON)与三相下桥臂电压(UAH、UBH和UCH)之间的预设逻辑状态对应关系如表2所示。表2为提高导通电压计算单元720的可采样区域，矢量控制单元300采用最小相调制的五段式脉宽调制算法，此时至少有一个下桥臂一直导通，保证可获取三相下桥臂导通电压。在图2中，第二CLARKE/PARK变换单元900，输入端连接导通电压计算单元720的三相下桥臂导通电压输出端和霍尔传感器400的转子磁场角度输出端，根据三相下桥臂导通电压(UA_ON、UB_ON和UC_ON)和转子磁场角度θγ，按照以下算式获取d轴电压和q轴电压：在(1.5)式中，Ud_ON为d轴电压，Uq_ON为q轴电压，UA_ON为三相下桥臂导通电压中A相的电压，UB_ON为三相下桥臂导通电压中B相的电压，UC_ON为三相下桥臂导通电压中C相的电压，θγ为转子磁场角度。在图2中，功率器件内阻计算单元620的输入端为控制模块600的输入端；功率器件内阻计算单元620的第一输入端连接第一CLARKE/PARK变换单元800的q轴电流输出端，功率器件内阻计算单元620的第二输入端连接第二CLARKE/PARK变换单元900的q轴电压输出端，功率器件内阻计算单元620的输出端连接功率器件电流限制单元610的输入端。功率器件内阻计算单元620可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。功率器件内阻计算单元620用于根据所述q轴电流和所述q轴电压，按照以下算式获取功率器件的内阻：在(1.6)式中，Rmos为功率器件的内阻，Uq_ON为q轴电压，Iq为q轴电流。由于Rmos跟发热有关，其稳定需要一定时间，可对Uq_ON及Iq进行滤波后再计算，数值更稳定可靠。采用CLARKE/PARK变换得到的数值进行计算，其优点是Uq_ON及Iq都是直流量，其比值不会有较大变化。而若用三相电流及对应的三相下桥臂导通电压计算Rmos，由于两者都是正弦变化的交流量，其比值会有较大波动。在图2中，功率器件电流限制单元610的输入端连接功率器件内阻计算单元620的输出端，功率器件电流限制单元610的输出端为控制模块600的输出端。功率器件电流限制单元610可采用CPU、微控制器及可编程逻辑器件等能够实现数据处理的器件。功率器件电流限制单元610用于根据功率器件的内阻Rmos，按照以下算式获取功率器件的最大漏源电流：在(1.7)式中，Imax为功率器件的最大漏源电流，k1为第一系数，k2为第二系数，b1为第一常数，b2为第二常数，R1为预设第一参考点的内阻，R2为预设第二参考点的内阻，R3为预设第三参考点的内阻，I1为预设第一参考点的最大漏源电流，I2为预设第二参考点的最大漏源电流，I3为预设第三参考点的最大漏源电流，并且R1<R2<R3，I1>I2>I3。推导出(1.7)式的具体过程为：以MOSFET场效应晶体管为例，其工作温度与内阻的分段线性拟合曲线如图5所示，其中实线L1为MOSFET器件规格书中的工作温度与内阻关系曲线，虚线L2为预设的工作温度与内阻的分段线性等效拟合曲线。L2的构造过程是在L1上选取三个参考点，此三点的连线即为L2。根据MOSFET场效应晶体管的特性，在L1上取室温T1(20℃)、常用工作温度T2(100℃)和最大温度T3(160℃)这三个参考点，用这三个参考点之间的连线来代替原L1曲线，可得到误差很小的等效关系曲线。所以，根据构造的L2曲线，可得到内阻Rmos和工作温度Tj的对应关系式为：在(1.8)式中，T1为预设第一参考点的工作温度，T2为预设第二参考点的工作温度，T3为预设第三参考点的工作温度，R1为预设第一参考点的内阻，R2为预设第二参考点的内阻，R3为预设第三参考点的内阻。图6示出了MOSFET场效应晶体管的工作温度与最大漏源电流的分段温升降流曲线，其中，曲线l1为MOSFET器件规格书中限定的最大漏源电流曲线。曲线l2为现有技术中常规控制器制定的最大漏源电流限制线，为一条直线，一般取曲线l1最大值的80％，为恒定值。曲线l3为本发明实施例构造的最大漏源电流曲线，是一条温升降流曲线，曲线l3以(T2，I2)为分界点分成两段，(T2，I2)点也在曲线l2上，取室温T1(20℃)、常用工作温度T2(100℃)和最大温度T3(160℃)三个参考点，这三个参考点的连线即为l3。所以，根据构造的曲线l3，可得到最大漏源电流Imax和工作温度Tj的对应关系式为：在(1.9)式中I1为预设第一参考点的最大漏源电流，I2为预设第二参考点的最大漏源电流，I3为预设第三参考点的最大漏源电流。结合(1.8)式和(1.9)式即可得到(1.7)式。可见最终计算的Imax只与器件内阻Rmos有关，与结温Tj无关，这是因为通过巧妙的选点使得图5与图6中的两段曲线L2和l3之间的点存在线性对应关系；但是事先要根据图5与图6中的曲线，选好T1、T2、T3对应的R1、R2、R3，以及I1、I2、I3，以离线计算出式(1.6)所需的系数k1、k2、b1、b2，存储在芯片内存里作为参数调用，即不必实时计算这四个系数，减少系统计算时间与占用的空间。本发明实施例还提供了一种用于电机控制器的功率器件控制与过温保护方法，如图7所示，其包括以下步骤：S1.电流模块500根据两电平逆变器100的母线电流和矢量控制单元300输出的开关管状态信号获取相应的三相电流。S2.第一CLARKE/PARK变换单元800根据三相电流和转子磁场角度信号获取d轴电流和q轴电流。S3.电压模块700根据两电平逆变器100的三相电压获取相应的三相下桥臂导通电压。S4.第二CLARKE/PARK变换单元900根据三相下桥臂导通电压和转子磁场角度信号获取d轴电压和q轴电压。S5.控制模块600根据q轴电流和q轴电压获取功率器件的内阻，并根据功率器件的内阻得到功率器件的最大漏源电流，且输出最大漏源电流信号驱动矢量控制单元300相应地控制功率器件的工作状态。在步骤S5中，功率器件的内阻与功率器件的工作温度正相关，功率器件的最大漏源电流与功率器件的工作温度负相关。其中，步骤S1具体为：电流模块500采集两电平逆变器100的母线电流；电流模块500根据两电平逆变器100的母线电流和矢量控制单元300输出的开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系，采用相电流重构算法获取所述三相电流信号。具体的，由于电流模块500包括母线电流采集单元510和三相电流重构单元520，所以母线电流采集单元510用于采集两电平逆变器100的母线电流，三相电流重构单元520用于根据两电平逆变器100的母线电流和矢量控制单元300输出的开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系，采用相电流重构算法获取所述三相电流信号。步骤S3具体为：电压模块700采集所述两电平逆变器的三相下桥臂电压；电压模块700根据所述两电平逆变器的三相下桥臂电压和所述开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系获取三相下桥臂导通电压。具体的，由于电压模块700包括三相下桥臂电压采集单元710和导通电压计算单元720，所以三相下桥臂电压采集单元710用于采集所述两电平逆变器的三相下桥臂电压，导通电压计算单元720用于根据所述两电平逆变器的三相下桥臂电压和所述开关管状态信号之间的预设逻辑状态对应关系获取三相下桥臂导通电压。步骤S5具体为：控制模块600根据所述q轴电流和所述q轴电压，按照(1.6)式获取功率器件的内阻，具体不再赘述。控制模块600根据所述功率器件的内阻，按照(1.7)式获取所述功率器件的最大漏源电流，具体不再赘述。具体的，由于控制模块600包括功率器件内阻计算单元620和功率器件电流限制单元610，所以功率器件内阻计算单元620用于根据所述三相电流信号和所述三相下桥臂导通电压信号获取功率器件的内阻，功率器件电流限制单元610用于根据所述功率器件的内阻获取功率器件的最大漏源电流。本发明实施例可适用于电动自行车、平衡车及电动汽车等电机控制器产品，可提高产品的可靠性和性能。根据功率器件导通电压及导通时流经的真实电流获取功率器件的内阻，再得到最大漏源电流驱动矢量控制单元相应地控制功率器件的工作状态，最大漏源电流与功率器件的工作温度负相关。在本发明实施例中，实现了电机控制器功率器件在常规工作温度以下，随温度降低加大最大漏源电流限制，以充分利用MOSFET等功率器件的通流能力，提升控制器转矩输出，实现电动自行车等交通工具在正常行驶工作温度以下时提升爬坡和起步力度；在常规工作温度以上，随温度升高减小最大漏源电流限制，降低输出功率，防止长期高温运行损坏功率器件，降低其损坏的概率。从而充分利用功率器件特性，提升电机控制器运行范围，提高产品可靠性和性能。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。当前第1页1 2 3