零电压开关的三电平Buck变换器及其控制方法与流程

本发明涉及一种零电压开关的三电平Buck变换器及其控制方法，属于电力电子变换器。

背景技术：

光伏并网发电是人们利用光伏发电技术的主要方向，现在已经在城乡得到了广泛的应用。目前，传统的三电平Buck变换器见图2所示，包括开关管Q₁和Q₂，电容一端C₁接开关管Q₁的源极和Q₂漏极之间、另一端接在续流二极管D₁和D₂之间，该电路结构具有结构简单的优点。但要实现较高的降压比时，会造成开关损耗同时增加，不仅电路效率低，而且较大的占空比会导致开关管的温升。因此，如何减小开关损耗，提高电路效率成为研究热点。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种能实现了开关管零电压导通，减小开关损耗，提高电路效率的零电压开关的零电压开关的三电平Buck变换器及其控制方法。

本发明为达到上述目的的技术方案是：一种零电压开关的三电平Buck变换器，其特征在于：包括原边开关管Q₁、Q₂、Q₃，电容C₁、C₂、C₃，开关管的体二极管D₁、D₂、D₃，变压器的原边绕组N_p1、N_p2和副边绕组N_s1及副边整流桥，其中电容C₁、C₂、C₃和体二极管D₁、D₂、D₃并接在各自对应的开关管Q₁、Q₂、Q₃的漏极和源极上；所述开关管Q₁的漏极接直流电源V_dc正极、源极接开关管Q₂的漏极，开关管Q₂的源极经原边绕组N_p2接开关管Q₃的源极，开关管Q₃的漏极一路经原边绕组N_p1跨接在开关管Q₁与开关管Q₂的接点上、另一路接开关管Q₂与电容C₄的接点上，开关管Q₃的源极接直流电源V_dc负极；所述副边整流桥的输入侧接副边绕组N_s1、输出侧接LC滤波电路；所述的LC滤波电路包括漏感L₁、电容C₅和电阻R，电容C₅与电阻R并联后一端经漏感L₁接副边整流桥输出侧的一端、另一端接副边整流桥输出侧的另一端。

本发明零电压开关的三电平Buck变换器的控制方法，其特征在于：按时序工作，具有以下六种工作模态；其中，所述的原边绕组N_p1的匝数和原边绕组Np₂的匝数相同，即N_p1＝N_p2＝W₁，副边绕组N_s1的匝数＝W₂，变压器的匝数比n＝W₂/W₁，而t₀、t₁、t₂、t₃、t₄、t₅为六个工作模态的起始时刻，t₆为单周期的最终时刻，t为变换器工作时刻；

⑴、在t₀≤t≤t₁之间的工作模态1：在t₀之前，续流二极管D₃导通；t₀时刻之后，开通开关管Q₁，关断开关管Q₂和Q₃，在此工作模态中，开关管Q₃零电压开通，原边的电流I_in、副边电压V_fu表示为：

V_fu＝n(V_in+V_C4)；

式中的I_o1为变换器处于工作模态1时的输出电流，D为变换器的占空比，V_c4为电容C₄两端电压，V_in为输入电压；

⑵、在t₁＜t≤t₂之间的工作模态2：在t₁时刻之后，漏感L₁对寄生电容C₁充电，开关管Q₁电压线性上升，在此工作模态中，开关管Q₁零电压关断，开关管Q₁两边电压表示为：

V_C1＝nI_o2Z₁Sinω₁(t-t₁)；

式中的I_o2为变换器处于工作模态2时的输出电流，Z₁为特征阻抗，即ω₁是电流转角，即

⑶、在t₂＜t≤t₃之间的工作模态3：在t₂时刻之后，导通开关管Q₃，关断开关管Q₁和Q₂，在此开关模态中,开关管Q₂零电压开通，电容C₂两端的电压表示为：

V_C2＝V_in+V_C2-nI_o3Z₂Sinω₂(t-t₂)；

式中的I_o3为变换器处于工作模态3时的输出电流，Z₂为特征阻抗，即ω₂是电流转角，即

⑷、在t₃＜t≤t₄之间的工作模态4：在t₃时刻之后，漏感L₁给电容C3放电，开关管Q₃两端电压线性上升，在此开关模态中，开关管Q₃零电压关断，电容C₃两端电压表示为：

V_C3＝nI_o4Z₃Sinω₃(t-t₃)；

式中的I_o4为变换器处于工作模态4时的输出电流，Z₃为特征阻抗，即ω₃是电流转角，即

⑸、在t₄＜t≤t₅之间的工作模态5：在t₄时刻之后，漏感L₁给电容C₁放电，电容C₁的电压线性下降，在此开关模态中，开关管Q₁零电压开通，电容C₁两端电压表示为：

V_C1＝V_in-nI_o5Z₁Sinω(t-t₄)；

式中的I_o5为变换器处于工作模态5时的输出电流；

⑹、在t₅＜t≤t₆之间的工作模态6：在t₅时刻之后，漏感L₁对电容C₂充电，V_C2线性上升，在此开关模态中，开关管Q₂零电压关断，电容C₂两端电压表示为：

V_C2＝nI_o6Z₂Sinω₂(t-t₅)；

式中的I_o6为变换器处于工作模态6时的输出电流；

其中，上述电容C1、C2和C3的容值相同。

本发明的三电平Buck变换器增加了开关管Q3，将开关管Q₂的源极经原边绕组N_p2接开关管Q₃的源极，开关管Q₃的漏极一路经原边绕组N_p1跨接在开关管Q₁与开关管Q₂的接点上、另一路接开关管Q₂与电容C4的接点上，将开关管Q₁的漏极及开关管Q₃的源极接直流电源V_dc的正、负极上，通过增加开关管的数量，同时将原边绕组N_p1及原边绕组N_p2和电容C₄与开关管Q₁、Q₂、Q₃连接，而改进电路结构，通过连接在各开关管上的寄生电容及变压器的漏感L₁储能实现零电压开关，有效地减小了开关管的损耗，提高了电路效率，同时也保留了传统三电平Buck电路减小开关管电压应力和减小电感的优点。本发明电路中的各开关管均能实现软开关，通过合理地控制变换器中各开关管的导通顺序，不仅具有减小开关管承受电压，减小滤波电感的优点，本发明三电平Buck变换器适用于车载电源、光伏发电等应用场合。

附图说明

下面结合附图对本发明的实施例作进一步的详细描述。

图1是传统的三电平Buck电路原理图。

图2是本发明零电压开关的三电平Buck变换器的电路原理图。

图3是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态1的电路原理图。

图4是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态2的电路原理图。

图5是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态3的电路原理图。

图6是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态4的电路原理图。

图7是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态5的电路原理图。

图8是本发明零电压开关的三电平Buck变换器工作模态6的电路原理图。

具体实施方式

见图2～8所示，本发明的零电压开关的三电平Buck变换器，包括原边开关管Q₁、Q₂、Q₃，电容C₁、C₂、C₃，开关管的体二极管D₁、D₂、D₃，变压器的原边绕组N_p1、N_p2和副边绕组N_s1及副边整流桥，副边整流桥包含二极管D₄～D₇。电容C₁、C₂、C₃和体二极管D₁、D₂、D₃并接在各自对应的开关管Q₁、Q₂、Q₃的漏极和源极上，电路通过抽走电容的能量来实现零电压导通，有效地减小了开关损耗，达到了提高电路效率的目的，见图2所示，本发明各体二极管正极接对应开关管的源极、负极接开关管的漏极，本发明的开关管Q₁、Q₂、Q₃均为MOSFET管。

见图2所示，本发明开关管Q₁的漏极接直流电源V_dc正极、源极接开关管Q₂的漏极，开关管Q2的源极经原边绕组Np2接开关管Q3的源极，开关管Q₃的漏极一路经原边绕组N_p1跨接在开关管Q₁与开关管Q₂的接点上、另一路接开关管Q₂与电容C4的接点上，且开关管Q₃的源极接直流电源V_dc负极。

见图2所示，本发明副边整流桥的输入侧接副边绕组N_s1、输出侧接LC滤波电路，本发明的副边整流桥采用二极管D₄、D₅、D₆和D₇组成的全桥电路，而LC滤波电路包括漏感L₁、电容C₅和电阻R，电容C₅与电阻R并联后一端经串接的漏感L₁接副边整流桥输出侧的一端、另一端接副边整流桥输出侧的另一端，该电阻R作为负载。

本发明的零电压开关的三电平Buck变换器的控制方法，按时序工作，具有以下六种工作模态，见图3～8所示，其中，原边绕组N_p1的匝数和原边绕组N_p2的匝数相同，即N_p1＝N_p2＝W₁，副边绕组N_s1的匝数＝W₂，变压器的匝数比n＝W₂/W₁，变压器副边对原边之比，本发明电路中均为理想元器件，变压器的励磁电感足够大，变压器漏感和电容C₄的谐振周期足够长。

而t₀、t₁、t₂、t₃、t₄和t₅为六个工作模态的起始时刻，t₆为单周期的最终时刻，且t为变换器工作时刻，本发明的三电平Buck变换器开通时间可为多个周期。

⑴、在t₀≤t≤t₁之间的工作模态1：在t₀之前，续流二极管D₃导通；t₀时刻之后，开通开关管Q₁，关断开关管Q₂和Q₃，输入电源V_in加载在绕组N_p1上，V_C4的电压加载在绕组N_p2上。在变压器漏电感的作用下，副边整流桥中二极管D₄～D₇全通换流，变压器副边短路V_in和V_c4全部加在变压器漏感L₁上，在副边整流桥D₄、D₇和D₅、D₆换流结束，I_d4＝Io，I_d5＝0，见图3所示，在此开关模态中，开关管Q₃零电压开通，原边的电流I_in、副边电压V_fu表示为：

V_fu＝n(V_in+V_C4)；

式中的I_o1为变换器处于工作模态1时的输出电流，D为变换器的占空比，V_c4为电容C₄两端电压，V_in为输入电压。

⑵、在t₁＜t≤t₂之间的工作模态2：在t₁时刻之后，漏感L₁对寄生电容C₁充电，开关管Q₁电压线性上升，开关管Q₁近似零电压关断，见图4所示，在此工作模态中，开关管Q₁零电压关断，开关管Q₁两边电压表示为：

V_C1＝nI_o2Z₁Sinω₁(t-t₁)；

式中的I_o2为变换器处于模态2时的输出电流，Z₁为特征阻抗，即ω₁是电流转角，即

⑶、在t₂＜t≤t₃之间的工作模态3：在t₂时刻之后，导通开关管Q₃，关断开关管Q₁和Q₂，漏感L₁给电容C2放电，开关管Q₂两端电压线性下降，直至电荷为零，见图5所示，在此开关模态中，开关管Q₂零电压开通，电容C₂两端的电压表示为：

V_C2＝V_in+V_C2-nI_o3Z₂Sinω₂(t-t₂)；

式中的I_o3为变换器处于模态3时的输出电流，Z₂为特征阻抗，即ω₂是电流转角，即

⑷、在t₃＜t≤t₄之间的工作模态4：在t₃时刻之后，漏感L₁给电容C₃放电，开关管Q₃两端电压线性上升，见图6所示，在此开关模态中，开关管Q₃零电压关断，电容C₃两端电压表示为：

V_C3＝nI_o4Z₃Sinω₃(t-t₃)；

式中的I_o4为变换器处于模态4时的输出电流，Z₃为特征阻抗，即ω₃是电流转角，即

⑸、在t₄＜t≤t₅之间的工作模态5：在t₄时刻之后，漏感L₁给电容C₁放电，电容C₁的电压线性下降，见图7所示，在此开关模态中，开关管Q₁零电压开通，电容C₁两端电压表示为：

V_C1＝V_in-nI_o5Z₁Sinω(t-t₄)；

式中的I_o5为变换器处于模态5时的输出电流。

⑹、在t₅＜t≤t₆之间的工作模态6：在t₅时刻之后，漏感L₁对电容C₂充电，V_C2线性上升，见图8所示，在此开关模态中，开关管Q2零电压关断，电容C₂两端电压表示为：

V_C2＝nI_o6Z₂Sinω₂(t-t₅)；

式中的I_o6为变换器处于模态6时的输出电流。

本发明上述电容C1、C2和C3的容值相同，即C₁＝C₂＝C₃＝C，当软开关所需的能量时可实现软开关。

本发明通过合理地控制变换器中各开关管的导通顺序，减小开关管电压应力和减小电感，同时电路中的开关管均能实现软开关，有效地减小了开关管的损耗，提高了电路的效率。