超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路的制作方法与工艺

文档序号:12067354
超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路的制作方法与工艺
本发明涉及电力电子技术,具体涉及一种超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路,其中,所述控制电路适于在轻载或空载模式下控制所述开关型变换器的功率级电路。

背景技术:
便携式设备对轻载的效率具有很高的要求。同步降压拓扑(BUCK)的开关型变换器在电感电流过零时会关断功率管,从而减少功率管的开关频率,降低功率管的开关损耗,进而提高了整个电路系统的效率。而存在的问题是,在轻载或空载模式下,如果开关频率低于20kHz,就会产生音频噪声,这对便携式设备来说是不能接受的。在提高轻载效率的同时为避免音频噪声,通常会设计一种介于传统的轻载高效模式和强制连续模式之间的休眠工作模式。所谓的超音频模式,是指降压变换器轻载运行时,控制功率开关和整流开关的开关频率始终在20kHz之上,以防止音频噪声的出现。现有技术中为了避免在超音频模式工作过程中输出电压失调,在上管开通之前往往先强制下管开通一段时间,在下管开通的时间内将输出电容上多余的电荷释放,通过控制下管开通时间的长短就能使输出电容上的电荷达到平衡,从而保证输出电压的准确及稳定。因此,强制下管开通时间的控制方法直接关系到了超音频模式工作时输出电压的精度及其稳定性。

技术实现要素:
有鉴于此,本发明提供一种超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路,以在轻载或空载模式下控制所述开关型变换器的功率级电路,在避免出现音频噪声的同时,增强开关型变换器的适应性。第一方面,提供一种超音频模式控制电路,适于在轻载或空载模式下控制开关型变换器,所述超音频模式控制电路包括:定时电路,被配置为输出具有预定频率的时钟脉冲;强制导通信号生成电路,被配置为根据时钟脉冲输出强制导通信号,所述强制导通信号用于驱动所述开关型变换器的整流开关导通;以及,强制关断信号生成电路,被配置为由所述强制导通信号触发并根据补偿信号和所述开关型变换器的占空比生成强制关断信号以控制所述开关型变换器的整流开关的导通时间。优选地,所述强制导通信号生成电路被配置为根据所述强制关断信号复位。优选地,所述强制关断信号生成电路包括:斜坡信号生成电路,被配置为在强制导通信号切换为有效后输出斜率随所述补偿信号变化的斜坡信号;基准信号生成电路,被配置为生成随开关型变换器的占空比变化的基准信号;比较器,用于根据所述斜坡信号和所述基准信号生成所述强制关断信号或与所述强制关断信号对应的信号。优选地,所述基准信号生成电路在占空比上升时拉低所述基准信号,在占空比下降时拉高所述基准信号。优选地,所述基准信号生成电路根据表征开关型变换器的输入电压和输出电压差值或比值的信号生成所述基准信号。优选地,所述表征开关型变换器的输入电压和输出电压差值的信号由受控电流源生成。优选地,所述基准信号生成电路包括:第一受控电流源,连接在电源端和基准信号输出端之间,输出随输入电压采样信号变化的电流;第二受控电流源,连接在所述基准信号输出端和接地端之间,输出随输出电压采样信号变化的电流;第一电阻和电压源,串联连接在所述基准信号输出端和接地端之间。优选地,所述基准信号生成电路还包括:第一二极管,与所述第一受控电流源并联;第二二极管,与所述第二受控电流源并联。优选地,所述输出电压采样信号由输入电压控制的电流源在开关型变换器的功率开关导通期间得到的电流经由电阻转换为电压再经过CRC滤波产生。优选地,所述斜坡信号生成电路生成的斜坡信号的斜率随补偿信号的幅值增大而减小。优选地,所述斜坡信号生成电路包括:第一电流源,连接在电源端和斜坡信号输出端之间;第一电容,连接在所述斜坡信号输出端和接地端之间;第一开关,与所述第一电容并联,根据所述强制导通信号导通或关断;第三受控电流源,与所述第一电容并联,生成与补偿信号幅值成正比的电流。优选地,所述强制导通信号生成电路包括:RS触发器,置位端输入所述时钟脉冲,复位端输入所述强制关断信号。第二方面,提供一种开关变换器的控制电路,包括:控制环路,适于根据开关型变换器的功率级电路的反馈参数输出置位信号和复位信号,所述置位信号和所述复位信号分别用于驱动所述开关型变换器的功率开关和整流开关切换;如上所述的超音频模式控制电路;以及,逻辑驱动电路,用于根据所述置位信号、复位信号以及所述超音频模式控制电路输出的强制导通信号和强制关断信号控制所述开关型变换器的功率开关和整流开关切换。第三方面,提供一种开关型变换器,包括:功率级电路;以及,如上所述的开关变换器的控制电路。通过在轻载或空载模式下按照预定频率强制控制开关型变换器的整流开关导通,并根据补偿信号和开关型变换器的占空比来控制整流开关的导通时间,可以使得开关型变换器在轻载或空载模式避免出现音频噪声并在较大的参数范围内均能正常工作,从而实现了在宽输出或宽输入,也即宽占空比应用中输出电压能够保持稳定及准确。附图说明通过以下参照附图对本发明实施例的描述,本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚,在附图中:图1是本发明实施例的开关型变换器的电路图;图2是一个对比例的超音频模式控制电路的电路图;图3是应用上述对比例的控制电路的开关型变换器的工作波形图;图4是本发明实施例的超音频模式控制电路的电路图;图5是本发明实施例的开关型变换器的工作波形图;图6是本发明实施例的开关型变换器的另一个工作波形图;图7是本发明实施例的开关型变换器的又一个工作波形图;具体实施方式以下基于实施例对本发明进行描述,但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中,详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质,公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。此外,本领域普通技术人员应当理解,在此提供的附图都是为了说明的目的,并且附图不一定是按比例绘制的。同时,应当理解,在以下的描述中,“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时,它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件,元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反,当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时,意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求,否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义;也就是说,是“包括但不限于”的含义。在本发明的描述中,需要理解的是,术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的,而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外,在本发明的描述中,除非另有说明,“多个”的含义是两个或两个以上。图1是本发明实施例的开关型变换器的电路图。如图1所示,所述开关型变换器包括采用降压型拓扑的功率级电路1和控制电路2。其中,功率级电路包括功率开关M1、整流开关M2、电感L以及输出电容Cout。功率开关M1连接在输入端Vin和中间端LX之间,整流开关M2连接在中间端LX和接地端之间。电感L连接在中间端LX和功率级电路的输出端o之间。输出电容Cout连接在输出端o和接地端之间。控制电路2中包括控制环路21以及用于在轻载或空载模式下控制所述功率级电路1的超音频模式控制电路22。在图1中,控制环路21和超音频模式控制电路22共用同一个逻辑驱动电路23,对功率开关M1以及整流开关M2输出两个控制信号,从而使得功率开关M1和整流开关M2交替导通和关断。具体地,控制环路21包括电压采样电路FB、补偿信号生成电路CMPA和比较器CMP。其中,电压采样电路FB采样功率级电路1的输出电压Vout,输出表征输出电压的反馈电压Vfb。补偿信号生成电路CMPA根据反馈电压Vfb和表征输出电压期望值的参考电压Vref生成补偿信号Vc。补偿信号Vc用于表征输出电压偏离期望值的程度。比较器CMP比较反馈电压Vfb(或者经过斜坡补偿的反馈电压Vfb’)和补偿信号Vc与参考电压Vref的叠加信号Vref+Vc输出置位信号err。导通控制信号用于控制功率开关M1导通,同时,控制整流开关M2关断。同时,控制环路21还包括恒定时间导通电路21a。恒定时间导通电路21a在功率开关M1导通预定时间后控制功率开关M1关断,同时控制整流开关M2导通。容易理解,控制环路21也可以不采用恒定导通时间的方式来控制功率开关M1的导通时间,而采用其它现有的方式来进行控制。同时,本发明实施例的超音频模式控制电路22输入补偿信号Vc输出强制导通信号ForceL和强制关断信号ForceH。其中,强制导通信号ForceL用于控制整流开关M2强制导通(在整流开关M2导通前,功率开关M1和整流开关M2均处于关断状态)。强制关断信号ForceH用于控制整流开关M2强制关断,对应地,功率开关M1响应于强制关断信号ForceH切换到导通。也就是说,在休眠状态下,功率开关M1和整流开关M2都处于关断状态,强制导通信号ForceL用于驱动整流开关M2开通。而强制关断信号ForceH用于驱动控制功率开关M1导通,且使整流开关M2关断。功率开关M1导通一个恒定的时间周期后关断,续流开关导通直至电感电流过零。也就是说,在超音频模式下,每次都会经过四个阶段,也即,首先,整流开关M2响应于强制导通信号ForceL导通,然后,整流开关M2响应于强制关断信号ForceH关断,同时,功率开关M1响应于强制关断信号ForceH导通;然后,功率开关M1在导通一个较短的预定时间后关断;然后,整流开关M2导通直至电感电流过零时关断;最后,功率开关M1和整流开关M2同时保持关断直至下一个时钟脉冲到来触发强制导通信号ForceL。通过使得强制导通信号ForceL的频率大于音频(也即,20KHz),就可以消除在轻载或空载模式下可能出现的音频噪声。在图1中,强制导通信号ForceL和强制关断信号ForceH被施加到逻辑驱动电路23,从而与恒定时间导通电路21a输出的复位信号rst以及置位信号err一同控制功率变换器工作。逻辑驱动电路23可以包括两个或门A1和A2。其中,或门A1输入复位信号rst和强制导通信号ForceL,其输出端连接到RS触发器A3的复位端。或门A2输入置位信号err和强制关断信号ForceH,其输出端连接到RS触发器A3的置位端。RS触发器具有置位端和复位端输入信号触发输出的信号Q和Q’(信号Q的取反信号)分别控制功率开关M1和整流开关M2。控制电路2在超音频模式下按照如下方式进行工作:1)当空载和轻载运行时,系统进入休眠(NCL=1),超音频模式控制电路22内部开始产生时钟脉冲。2)时钟脉冲到来时,产生强制导通信号ForceL,使整流开关M2导通。3)在整流开关M2导通后,超音频模式控制电路22开始根据误差信号Vc和占空比信息控制整流开关M2的导通时间,据此生成强制关断信号ForceH控制整流开关M2关断。在整流开关M2关断的同时控制功率开关M1导通,使得输入端向电路注入功率。4)在本实施例中,在功率开关M1导通后,恒定时间导通电路21a控制功率开关M1在导通固定时间后关断,并切换到使得整流开关M2导通,直至电感电流过零时受控关断。控制整流开关M2在电感电流时关断可以通过现有的过零检测电路实现,在此不再赘述。功率开关M1和整流开关M2保持关断直至超音频模式控制电路的下一个时钟脉冲到来。两个开关均关断,系统进入休眠状态。恒定导通时间电路21a是根据输入电压和输出电压的信息运算得到的,可以由现有技术中的专门电路进行控制,在此不再赘述。5)如果在休眠定时期间,负载变为重载,那么定时电路就不会完成定时,系统就会自动脱离先开下管的工作模式,而此时频率必然已经超过超音频频率的设定值,这就做到了全负载范围内无噪声运行。容易理解,控制环路21还可以采用其它的结构以实现不同的输出调节目的。同时,所述功率级电路1也不限于降压型拓扑,还可以采用升压型拓扑(BOOST)、升降压性拓扑(BUCK-BOOST)或隔离型拓扑。图2是一个对比例的超音频模式控制电路的电路图。如图2所示,在该对比例中,超音频模式控制电路22可以包括定时电路22a、强制导通信号生成电路22b以及强制关断信号生成电路22c。其中,定时电路22a用于输出具有预定频率的时钟脉冲clk,所述预定频率大于20KHz。强制导通信号生成电路22b根据所述时钟脉冲clk输出强制导通信号ForceL。在图2中,强制导通信号生成电路22b包括RS触发器A4。RS触发器A4的置位端输入时钟脉冲clk。同时,强制关断信号生成电路22c在整流开关M2导通后被触发,经过与补偿信号Vc相关的时间后将强制关断信号ForceH置为有效,以控制整流开关M2关断,由此,控制整流开关M2的导通时间,使得功率级电路的输出保持稳定。其中,强制关断信号生成电路22c包括电流源I1、电容C1、开关S1、受控电流源Ivc、比较器CMP1和电压源Vreg。其中,电流源I1输出预定强度的电流,受控电流源Ivc根据补偿信号Vc输出电流。开关S1受控于强制导通信号ForceL的反向信号导通或关断。也就是说,开关S1在强制导通信号ForceL切换为高电平(有效)后关断,强制导通信号ForceL切换为低电平(无效)后导通。在开关S1导通时,电容C1被短路,来自电流源I1的电流一部分流向受控电流源Ivc,剩余的部分流过开关S1,同时,电容C1被放电至两端电压为零。电压Vramp下降到零,始终小于电压源Vreg的电压。比较器CMP1输出为低电平(无效)。在开关S1关断后,来自电流源I1的电流一部分流向受控电流源Ivc,剩余的部分对电容C1充电,电容两端电压Vramp由零逐渐上升,其上升的速度由受控电流源Ivc的分流电流的大小决定。功率级电路1的输出电压Vout偏离期望值越多,补偿信号Vc的幅值越大,受控电流源Ivc输出的电流越大,电容C1的充电电流就越小,电压Vramp上升到电压Vreg的时间就越长。对应地,整流开关M2的导通时间就越长,从而降低输出电压Vout。也即,使得整流开关M2的导通时间随补偿信号Vc的幅值变化,从而保持输出稳定。但是,在宽范围电压的应用场合中,由于电容C1的充电电流I1-Ivc=I1-Vc*gm(gm为受控电流源的转换系数)随着输出电压期望值的增大而增大,因此,在轻载或空载模式下,整流开关M2的导通时间和充电电流近似成反比。由于充电电流中,I1并不随输出电压期望值变化,这使得在输出电压期望值较高或较低,也即在电压调节范围的两端,充电电流并不能表征功率级电路的实际需要,在此情况下控制电路22难以保持输出稳定。具体来说,在期望电压的范围较宽时,较大的期望值和较小的期望值时间的差值较大,这使得输出电压的偏离程度相同时,补偿信号Vc在输出期望值较大和输出电压期望值较小时的幅度也相差较大。例如,在输出电压期望值为5V和1V时,同样是偏离期望值1%,补偿信号Vc的幅值相差5倍。由于电流源在输出电压期望值为在输出电压期望值较大时,补偿信号Vc的幅度过大,使得对电容C1充电电流太小,整流开关M2的导通时间过长。这会使得输出电压偏低。在轻载或空载模式下工作时,偏低的输出电压会使得控制环流21误动作,导致功率开关M1导通。这就会使得输出电压一侧的出现较大的电压纹波,还会导致系统不稳定。在输出电压期望值较小时,补偿信号Vc的幅度过小,使得电容C1的充电电流过大,整流开关M2的导通时间过短。这会使得输出电压飘高直至触发过压保护。同时,输入电压的变化也会导致类似的情况出现。图3是应用上述对比例的控制电路的开关型变换器的工作波形图。如图3所示,在输出电压期望值较大时,会导致整流开关M2的导通时间过长,进而使得输出电压Vout下降幅度过大,从而导致反馈信号Vfb或经斜坡补偿的反馈信号Vfb下降到小于叠加信号Vref+Vc,进而还使得控制环路21在超音频模式下被误触发,在控制电路22的控制周期内出现一次或多次不期望的功率开关动作,由此,导致系统输出电压的不稳定。图4是本发明实施例的超音频模式控制电路的电路图。如图4所示,本发明实施例的超音频模式控制电路22’包括定时电路22a’、强制导通信号生成电路22b’以及强制关断信号生成电路22c’。其中,定时电路22a’输出具有预定频率的时钟脉冲clk,所述预定频率大于20KHz。强制导通信号生成电路22b’被配置为根据时钟脉冲输出强制导通信号FroceL。强制关断信号生成电路22c’被配置为由强制导通信号FroceL触发并根据补偿信号Vc和开关型变换器的占空比生成强制关断信号FroceH以控制整流开关M2的导通时间。强制导通信号生成电路22b’根据强制关断信号FroceH复位。具体地,定时电路22a’包括电流源I2、开关S2、电容C2和比较器CMP3以及与非门A5。其中,与非门A5输入端分别输入定时电路22a’输出的时钟脉冲、正常启动标识信号ssdone以及休眠使能信号NCL,同时,其输出端与开关S2的控制端连接。电流源I2连接在电源端和定时电压输出端m之间,输出预定的电流I2。电容C2和开关S2并联连接在定时电压输出端m和接地端之间。比较器CMP3一个输入端连接到定时电压输出端m,另一个输入端输入预定的电压V1。由此,在比较器CMP3的输出为高电平,也即,定时电压Vtime低于电压V1时,如果电路正常启动且进入超音频模式(轻载或空载模式),则与非门A5的输出为低电平(无效)。这使得开关S2保持关断,来自电流源I2的电流对电容C2充电,使得定时电压Vtime以预定斜率上升。在定时电压Vtime上升到电压V1后,比较器CMP3的输出翻转为低电平。这使得与非门A5输出一个高电平控制开关S2导通。进而,电容C2被放电,定时电压Vtime下降到零。如此反复,比较器CMP3的输出信号经过反相可以得到具有预定频率的时钟脉冲。强制导通信号生成电路22b’包括RS触发器A6,其置位端输入时钟脉冲clk,复位端输入强制关断信号FroceH。强制关断信号生成电路22c’包括斜坡信号生成电路RAMP,基准信号生成电路OFFREF和比较器CMP2。其中,斜坡信号生成电路RAMP被配置为在强制导通信号ForceL切换为有效后输出斜率随补偿信号Vc变化的斜坡信号Vramp。斜坡信号生成电路22a’与对比例中的对应电路相同,包括电流源I1、电容C1、开关S1和受控电流源Ivc。其中,电流源I1连接在电源端和斜坡信号输出端r之间。电容C1连接在斜坡信号输出端r和接地端之间。开关S1与电容C1并联,根据强制导通信号ForceL导通或关断。在图4中,开关S1受控于强制导通信号ForceL的反向信号导通或关断。也即,开关S1在强制导通信号ForceL切换为高电平(有效)后关断,强制导通信号ForceL切换为低电平(无效)后导通。受控电流源Ivc与电容C1并联,生成与补偿信号Vc幅值成正比的电流。在开关S1导通时,电容C1被短路,来自电流源I1的电流一部分流向受控电流源Ivc,剩余的部分流过开关S1,同时,电容C1被放电至两端电压为零。在开关S1关断后,来自电流源I1的电流一部分流向受控电流源Ivc,剩余的部分对电容C1充电,电容两端电压Vramp由零逐渐上升,其上升的速度由受控电流源Ivc的分流电流的大小决定。由此,每次强制导通信号ForceL切换为有效后,斜坡信号生成电路22a’生成一个由零开始逐渐上升的斜坡信号Vramp。斜坡信号Vramp的斜率随补偿信号Vc的幅值变化,补偿信号Vc增大,则斜坡信号Vramp的斜率下降,反之,则斜坡信号Vramp的斜率上升。基准信号生成电路OFFREF被配置为生成随开关型变换器的占空比变化的基准信号Vtoff。比较器CMP2用于根据斜坡信号Vramp和基准信号Vtoff生成强制关断信号ForceH或与所述强制关断信号对应的信号(例如其取反信号)。同时,强制关断信号ForceH被输入到RS触发器A5对其进行复位。由此,强制导通信号ForceL和强制关断信号ForceH时钟不能同时为有效。比较器CMP2一个输入端输入斜坡信号Vramp,另一个输入端输入基准信号Vtoff,输出强制关断信号ForceH。由于开关型变换器的占空比与其输出电压以及输入电压直接相关,将开关型变换器的占空比的变化引入到基准信号Vtoff的生成中,可以在开关型变换器的输出电压期望值较大或较小时,根据对应的占空比调节整流开关被强制导通后的导通时间,防止出现由于强制导通时间过长或过短导致的系统不稳定和纹波过大的问题。由此,可以在较宽的输出范围内,在轻载或空载模式下避免出现音频噪声的同时,精确、稳定地控制功率级电路工作。具体地,在图4中,所述开关型变换器的功率级电路为降压型拓扑,因此,输出电压Vout与输入电压Vin的关系为,Vout=D*Vin,其中D为占空比。基准信号生成电路OFFREF根据表征开关型变换器的输入电压和输出电压差值的信号生成所述基准信号。也即,基准信号Vtoff可以表征参数1-D。进一步地,表征开关型变换器的输入电压和输出电压差值的信号由受控电流源生成。如图4所示,基准信号生成电路OFFREF包括受控电流源Ivin和Ivo、电阻Rtoff以及电压源Vreg。其中,受控电流源Ivin,连接在电源端和基准信号输出端之间,输出随输入电压采样信号变化的电流Ivin。电流源Ivo连接在基准信号输出端和接地端之间,输出随输出电压采样信号kVout变化的电流Ivo。其中,电压采样信号kVout由输入电压控制的受控电流源(图中未示出)在开关型变换器的功率开关导通期间的电流经电阻上转换为电压后再经过CRC滤波产生。容易理解,输出电压采样信号kVout也可以通过其它方式采样获得。只要kVout可以表征输出电压即可。同时,电阻Rtoff和电压源Vreg串联连接在基准信号输出端t和接地端之间。由此,与输入电压Vin成比例的电流Ivin一部分流向电流源Ivo所在的支路,另一部分流向电阻Rtoff,从在电阻Rtoff上形成电压降(Ivin-Ivo)*Rtoff。由此,基准信号Vtoff=(Ivin-Ivo)*Rtoff+Vreg。进而,基准信号Vtoff=(1-D)*Vin*Rtoff+Vreg。在输出电压期望值较高时,D较大,1-D较小,由此,可以拉低Vtoff,使得斜坡信号Vramp更快地上升到Vtoff,使得整流开关M2的导通时间缩短,避免输出电压过低。同时,在输出电压期望值较低时,D较小,1-D较大,由此,可以拉高Vtoff,使得斜坡信号Vramp更慢地上升到Vtoff,使得整流开关M2的导通时间延长,避免输出电压过高。优选地,还可以设置二极管D1和D2,二极管D1与受控电流源Ivin并联,二极管D2与受控电流源Ivo并联。二极管可以提供电流回路,对受控电流源进行保护。容易理解,基准信号生成电路OFFREF也可以采用一个由Vin-Vout电压控制的受控电流源在电阻上形成电压降来实现。进一步地,也可以采用其它的参数例如1/D来对基准信号Vtoff进行调整,只要能够使得在占空比较大时,基准信号被拉低,而在占空比较小时,基准信号被抬高即可。图5-7是本发明实施例的开关型变换器的工作波形图。其中,IL为电感电流。图5和图6的开关变换器具有相同的输出,不同的输入。其中,图5的输入电压为15V,输出电压为12V;而图6的输入电压为24V,输出电压为12V。在图5中,占空比较大,补偿信号Vc在-650mV左右变化,而基准信号Vtoff在57.6mV左右变化。在图6中,占空比较小,补偿信号Vc在-784mV左右变化,而基准信号Vtoff在140mV左右变化。在图7中,占空比极小,补偿信号Vc在-1310mV左右变化,而基准信号Vtoff在279mV左右变化。可见,随着补偿信号随占空比的下降,基准信号逐渐上升。对比图5和图6可知,本发明实施例的超音频模式控制电路能较好地适应输入电压的变化导致的占空比变化,使得补偿信号和基准信号Vtoff做出调整,保持输出电压的稳定和准确。图6和图7的开关变换器具有相同的输入,不同的输出。其中,图6的输入电压为24V,输出电压为12V;图7的输入电压为24V,输出电压为1V。对比图6和图7可知,本发明实施例的超音频模式控制电路能较好地适应输出电压期望值的变化导致的占空比变化,使得补偿信号和基准信号Vtoff做出调整,保持输出电压的稳定和准确。根据图5-图7容易看出,在整个工作波形中,叠加信号Vc+Vref始终保持在小于反馈信号Vfb,由此,控制环路21不会在超音频模式下被触发,从而保持输出电压的稳定和准确。由此,本发明实施例通过在轻载或空载模式下按照预定频率强制控制开关型变换器的整流开关导通,并同时根据补偿信号和开关型变换器的占空比来控制整流开关的导通时间,由此,使得开关型变换器在轻载或空载模式可以避免出现音频噪声并在较大的参数范围内均可以正常工作,实现了超音频模式下整流开关的导通时间随误差信号以及占空比的连续可调,可以保证极宽占空比下的输出电压的准确及稳定。同时,如果在休眠定时期间负载变为重载,控制环路21可以自动开始工作,定时电路不会完成定时,此时工作频率必然高于音频频率,由此,可以实现全负载范围内无音频噪声。以上所述仅为本发明的优选实施例,并不用于限制本发明,对于本领域技术人员而言,本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。...
当前第1页1 2 3 
网友询问留言 已有0条留言
  • 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞!
1