一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法与流程

本发明涉及具有双向能量回馈功能的电力电子技术领域，尤其涉及一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法。

背景技术：

随着现代工业发展，电力电子装置和非线性负载的广泛应用产生了大量的谐波，导致电力系统中谐波电流成分迅速增长，电流波形畸变，加大了线损和用电设备的损耗，系统功率因数急剧降低，严重影响电网电能质量。

由于PWM整流器能够实现网侧电流正弦化并且运行于单位功率因数状态下，而且又具备双向能量回馈的功能。因此PWM整流器在交流变换直流和直流变换交流的场合得到广泛的应用。

目前，单相PWM整流器启动过程所产生的冲击电流和失控电流都非常大。如果不加以抑制或者解决，主电路的开关管以及电感就必须选取能够承受更大电流的型号，这势必会增加整流器的体积和成本。如果能够采取适当的控制方法来减少启动过程中出现的冲击电流和失控电流，不仅能够减少整流器的功率裕量还能提高系统的可靠性。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法，能大幅度降低单相PWM整流器启动过程中所产生的冲击电流和由于过调制所引起失控电流以及大大抑制单相PWM整流器调节过程中所产生的超调电流。

本发明实施例提供了一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法，包括：

S1：获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值，对所述交流侧电流值和所述交流侧电压值进行变换和计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量；

S2：对所述直流侧电压值进行滤除频率信号操作和中位值平均滤波操作，得到滤波后的电压值，并获取到预置阶梯电压值，对所述预置阶梯电压值和所述滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差；

S3：对所述直流侧电压外环偏差进行调节操作和滤波操作，得到电流输出值，通过限幅环节判断所述电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将所述预置电流最大值的值赋予所述电流输出值，若不大于，判断所述电流输出值是否小于预置电流最小值，若所述电流输出值小于预置电流最小值，将所述预置电流最小值的值赋予所述电流输出值，若所述电流输出值不小于预置电流最小值，输出所述电流输出值；

S4：将所述电流输出值转换为电流给定值，对所述电流给定值和所述交流侧电流d轴分量进行偏差计算得到电流d轴偏差，对所述交流侧电流q轴分量进行偏差计算得到电流q轴偏差，并通过PI数字控制器对所述电流d轴偏差、所述q轴分量分别进行计算得到电压d轴分量和电压q轴分量；

S5：通过预置第一公式和预置第二公式对所述电压d轴分量、所述电压q轴分量进行计算得到整流器期望输出，将所述整流器期望输出进行SPWM调制得到整流器开关管的输出驱动脉冲。

优选地，所述获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值，对所述交流侧电流值和所述交流侧电压值进行变换和计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量之前还包括：

将交流侧的功率电阻和电感串联，在整流器直流侧电压提升至交流侧电压峰值后，闭合启动继电器使得功率电阻短路，再执行S1。

优选地，所述通过预置第一公式和预置第二公式对所述电压d轴分量、所述电压q轴分量进行计算得到整流器期望输出，将所述整流器期望输出进行SPWM调制得到整流器开关管的输出驱动脉冲之后还包括：

闭合直流侧的负载继电器使得负载接入直流侧电路，并重新执行S1至S5。

优选地，所述获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值，对所述交流侧电流值和所述交流侧电压值进行变换和计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量具体包括：

在获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值后，将所述交流侧电流值投影在α轴和β轴上，得到α轴投影值和β轴投影值；

通过二阶广义积分器锁相环对所述交流侧电压值进行计算得到所述交流侧电压值的相位以及与所述交流侧电压值的相位对应的正弦值和余弦值；

通过预置第三公式和预置第四公式对所述α轴投影值、所述β轴投影值和与所述交流侧电压值的相位对应的正弦值和余弦值进行计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量。

优选地，所述对所述直流侧电压值进行滤除频率信号操作和中位值平均滤波操作，得到滤波后的电压值，并获取到预置阶梯电压值，对所述预置阶梯电压值和所述滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差具体包括：

通过陷波频率为100Hz的数字二阶陷波器对所述直流侧电压值进行计算得到滤除频率后的电压值；

对所述滤除频率后的电压值进行中位值平均滤波操作得到滤波后的电压值；

获取到预置电压值，通过预置第五公式对所述预置电压值进行计算得到预置阶梯电压值；

通过预置第六公式对所述预置阶梯电压值和所述滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差。

优选地，所述对所述直流侧电压外环偏差进行调节操作和滤波操作，得到电流输出值，通过限幅环节判断所述电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将所述预置电流最大值的值赋予所述电流输出值，若不大于，判断所述电流输出值是否小于预置电流最小值，若所述电流输出值小于预置电流最小值，将所述预置电流最小值的值赋予所述电流输出值，若所述电流输出值不小于预置电流最小值，输出所述电流输出值具体包括：

通过电压外环PI数字控制器对所述直流侧电压外环偏差进行调节计算得到调节后的电流输出值；

通过电压外环一阶低通滤波器对所述调节后的电流输出值进行滤波计算得到电流输出值；

通过限幅环节判断所述电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将所述预置电流最大值的值赋予所述电流输出值，若不大于，判断所述电流输出值是否小于预置电流最小值，若所述电流输出值小于预置电流最小值，将所述预置电流最小值的值赋予所述电流输出值，若所述电流输出值不小于预置电流最小值，输出所述电流输出值。

优选地，所述预置第三公式为：

i_d(k)＝sinθ×i_α(k)-cosθ×i_β(k)；

所述预置第四公式为：

i_q(k)＝cosθ×i_α(k)+sinθ×i_β(k)

其中，i_α(k)为α轴投影值；i_β(k)为β轴投影值；sinθ为与交流侧电压值的相位对应的正弦值；cosθ为与交流侧电压值的相位对应的余弦值；i_d(k)为交流侧电流d轴分量；i_q(k)为交流侧电流q轴分量。

优选地，所述第五预置公式为：

u_dc^*(k)＝u_dcchushi^*(k)+step^*(k-k₁)+step^*(k-k₂)+...+step^*(k-k_n)

其中，u_dcchushi^*(k)为预置电压值；step^*为阶梯给定的梯度。

优选地，所述第六预置公式为：

e_u(k)＝u_dc^*(k)-u_dcmm(k)

其中，u_dcmm(k)为滤波后的电压值。

优选地，所述第一预置公式为：

u_rα(k)＝sinθ×u_d(k)+cosθ×u_q(k)；

所述预置第二公式为：

V_r(k)＝u_s(k)-u_rα(k)

其中，sinθ为与交流侧电压值的相位对应的正弦值；cosθ为与交流侧电压值的相位对应的余弦值；u_d(k)为电压d轴分量；u_q(k)为电压q轴分量。

从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：

本发明实施例提供了一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法包括：S1：获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值，对所述交流侧电流值和所述交流侧电压值进行变换和计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量；S2：对所述直流侧电压值进行滤除频率信号操作和中位值平均滤波操作，得到滤波后的电压值，并获取到预置阶梯电压值，对所述预置阶梯电压值和所述滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差；S3：对所述直流侧电压外环偏差进行调节操作和滤波操作，得到电流输出值，通过限幅环节判断所述电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将所述预置电流最大值的值赋予所述电流输出值，若不大于，判断所述电流输出值是否小于预置电流最小值，若所述电流输出值小于预置电流最小值，将所述预置电流最小值的值赋予所述电流输出值，若所述电流输出值不小于预置电流最小值，输出所述电流输出值；S4：将所述电流输出值转换为电流给定值，对所述电流给定值和所述交流侧电流d轴分量进行偏差计算得到电流d轴偏差，对所述交流侧电流q轴分量进行偏差计算得到电流q轴偏差，并通过PI数字控制器对所述电流d轴偏差、所述q轴分量分别进行计算得到电压d轴分量和电压q轴分量；S5：通过预置第一公式和预置第二公式对所述电压d轴分量、所述电压q轴分量进行计算得到整流器期望输出，将所述整流器期望输出进行SPWM调制得到整流器开关管的输出驱动脉冲。

本发明实施例首先通过使用电感与功率电阻串联对冲击电流产出抑制，使整流器直流电压达到交流电压峰；然后通过启动继电器短路功率电阻，并通过数字控制器使用电压外环阶梯给定的方法控制整流器使直流电压达到设定值；最后通过电压外环输出加入适当截止频率的低通滤波器和适当限幅阈值的限幅环节来限制启动电流的大小。本发明实施例能大幅度降低单相PWM整流器启动过程中所产生的冲击电流和由于过调制所引起失控电流以及大大抑制单相PWM整流器调节过程中所产生的超调电流，且采用本控制方法的单相PWM整流器具有启动电流小，快速性相当和鲁棒性相当的特性，具有较好的工程应用价值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例提供的一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法的流程示意图；

图2为有效抑制启动电流的单相PWM整流主电路拓扑图；

图3为控制算法的实施例示意图；

图4为基于有效抑制启动电流的单相PWM整流控制方法程序流程图。

具体实施方式

本发明实施例提供了一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法，能大幅度降低单相PWM整流器启动过程中所产生的冲击电流和由于过调制所引起失控电流以及大大抑制单相PWM整流器调节过程中所产生的超调电流。

为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1，本发明实施例提供的一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法的一个实施例，包括：

101、获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值，对交流侧电流值和交流侧电压值进行变换和计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量；

102、对直流侧电压值进行滤除频率信号操作和中位值平均滤波操作，得到滤波后的电压值，并获取到预置阶梯电压值，对预置阶梯电压值和滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差；

103、对直流侧电压外环偏差进行调节操作和滤波操作，得到电流输出值，通过限幅环节判断电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将预置电流最大值的值赋予电流输出值，若不大于，判断电流输出值是否小于预置电流最小值，若电流输出值小于预置电流最小值，将预置电流最小值的值赋予电流输出值，若电流输出值不小于预置电流最小值，输出电流输出值；

104、将电流输出值转换为电流给定值，对电流给定值和交流侧电流d轴分量进行偏差计算得到电流d轴偏差，对交流侧电流q轴分量进行偏差计算得到电流q轴偏差，并通过PI数字控制器对电流d轴偏差、q轴分量分别进行计算得到电压d轴分量和电压q轴分量；

105、通过预置第一公式和预置第二公式对电压d轴分量、电压q轴分量进行计算得到整流器期望输出，将整流器期望输出进行SPWM调制得到整流器开关管的输出驱动脉冲。

本发明实施例提供的一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法的另一个实施例，包括：

201、将交流侧的功率电阻和电感串联，在整流器直流侧电压提升至交流侧电压峰值后，闭合启动继电器使得功率电阻短路，并执行202；

202、在获取到当前时刻的交流侧电流值、交流侧电压值和直流侧电压值后，将交流侧电流值投影在α轴和β轴上，得到α轴投影值和β轴投影值；

203、通过二阶广义积分器锁相环对交流侧电压值进行计算得到交流侧电压值的相位以及与交流侧电压值的相位对应的正弦值和余弦值；

204、通过预置第三公式和预置第四公式对α轴投影值、β轴投影值和与交流侧电压值的相位对应的正弦值和余弦值进行计算得到交流侧电流d轴分量和交流侧电流q轴分量；

205、通过陷波频率为100Hz的数字二阶陷波器对直流侧电压值进行计算得到滤除频率后的电压值；

206、对滤除频率后的电压值进行中位值平均滤波操作得到滤波后的电压值；

207、获取到预置电压值，通过预置第五公式对预置电压值进行计算得到预置阶梯电压值；

208、通过预置第六公式对预置阶梯电压值和滤波后的电压值进行计算得到直流侧电压外环偏差；

209、通过电压外环PI数字控制器对直流侧电压外环偏差进行调节计算得到调节后的电流输出值；

210、通过电压外环一阶低通滤波器对调节后的电流输出值进行滤波计算得到电流输出值；

211、通过限幅环节判断电流输出值是否大于预置电流最大值，若大于，将预置电流最大值的值赋予电流输出值，若不大于，判断电流输出值是否小于预置电流最小值，若电流输出值小于预置电流最小值，将预置电流最小值的值赋予电流输出值，若电流输出值不小于预置电流最小值，输出电流输出值；

212、将电流输出值转换为电流给定值，对电流给定值和交流侧电流d轴分量进行偏差计算得到电流d轴偏差，对交流侧电流q轴分量进行偏差计算得到电流q轴偏差，并通过PI数字控制器对电流d轴偏差、q轴分量分别进行计算得到电压d轴分量和电压q轴分量；

213、通过预置第一公式和预置第二公式对电压d轴分量、电压q轴分量进行计算得到整流器期望输出，将整流器期望输出进行SPWM调制得到整流器开关管的输出驱动脉冲；

214、闭合直流侧的负载继电器使得负载接入直流侧电路，并重新执行202至213。

具体地，预置第三公式为：

i_d(k)＝sinθ×i_α(k)-cosθ×i_β(k)；

预置第四公式为：

i_q(k)＝cosθ×i_α(k)+sinθ×i_β(k)

其中，i_α(k)为α轴投影值；i_β(k)为β轴投影值；sinθ为与交流侧电压值的相位对应的正弦值；cosθ为与交流侧电压值的相位对应的余弦值；i_d(k)为交流侧电流d轴分量；i_q(k)为交流侧电流q轴分量。

具体地，第五预置公式为：

u_dc^*(k)＝u_dcchushi^*(k)+step^*(k-k₁)+step^*(k-k₂)+...+step^*(k-k_n)

其中，u_dcchushi^*(k)为预置电压值；step^*为阶梯给定的梯度。

具体地，第六预置公式为：

e_u(k)＝u_dc^*(k)-u_dcmm(k)

其中，u_dcmm(k)为滤波后的电压值。

具体地，第一预置公式为：

u_rα(k)＝sinθ×u_d(k)+cosθ×u_q(k)；

预置第二公式为：

V_r(k)＝u_s(k)-u_rα(k)

其中，sinθ为与交流侧电压值的相位对应的正弦值；cosθ为与交流侧电压值的相位对应的余弦值；u_d(k)为电压d轴分量；u_q(k)为电压q轴分量。

上面是对一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法进行的详细说明，为便于理解，下面将以一具体应用场景对一种抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法进行说明，应用例包括：

如图2所示，其中u_s是交流侧电压，i_s是交流侧电流，u_dc为直流侧电压。L为单相PWM整流器的滤波电感，R1是串联在单相PWM整流器的功率电阻，RE1是交流侧启动继电器，RE2是直流侧负载继电器，C是直流侧电压支撑电容，S1～S4为全桥逆变电路的四个功率开关管。

本领域技术人员从单相PWM整流器的工作原理可知，单相PWM整流器的控制目标有两个：一是使直流侧电压始终维持恒定，二是使交流侧电流实现正弦化，且运行于单位功率因数运行状态下。另外，在工程应用中，技术人员普遍希望单相PWM整流器系统能够具有较快的调整过程和较小的超调电流。而上述两个工程要求是不能同时兼顾的。本发明提供的一种能够有效抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法能够有效抑制启动过程中的冲击电流、失控电流以及超调电流，并且具备较快的调整过程。

为方便技术人员理解本发明所提供的能够有效抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法。基于有效抑制启动电流的单相PWM整流控制方法程序流程图如图4所示。

如图4所示，控制器初始化后，需要把交流侧启动继电器RE1打开，使滤波电感L与功率电阻R1串联，交流侧电流i_s得到有效限制。待直流侧电压u_dc到达交流侧电压峰值u_speak时，交流侧启动继电器RE1闭合。由于直流侧支撑电容C上的电压直流侧电压u_dc已经得到提升，所以当交流侧启动继电器RE1闭合瞬间，主电路中的冲击电流将比不施加任何抑制措施的冲击电流减少一倍，甚至更少。

本发明的控制算法如图3所示，交流侧电压u_s经过二阶广义积分器锁相环运算得出该控制周期的相角θ以及其对应的正弦值sinθ和余弦值cosθ。

对单相系统构造与单相电路中实际电流相位差-π/2的虚拟电流分量。形成两相正交αβ坐标系下的交流侧电流α分量i_α(k)和交流侧电流β分量i_β(k)，得：

对两相正交αβ坐标系下的交流侧电流α分量i_α(k)和交流侧电流β分量i_β(k)使用dq变换式(2)，得：

本发明采用传统的基于dq坐标系下的三相PWM整流器的双环控制方法，但是本发明有别于传统的算法。由于传统算法着重考虑系统的稳定性，而没有过多考虑系统的动态过程。遗憾的是，动态过程往往与系统电流和电压有关系。如果不加以考虑，系统将会产生过大的超调电流以及启动时所产生的冲击电流，为维持系统能够正常工作，技术人员势必要加大系统的裕量，也就是说成本和体积也需要相应增加。本发明将重点考虑单相PWM整流器在启动到达稳定的过程。

本发明中，直流侧电压给定u_dc^*的阶梯给定如式(3)：

u_dc^*(k)＝u_dcchushi^*(k)+step^*(k-k₁)+step^*(k-k₂)+...+step^*(k-k_n) (3)

其中，step^*为阶梯给定算法的梯度。

直流侧电压u_dc需要经过自然频率为100Hz的数字二阶陷波器中进行运算得出u_dcnotch(k)的处理再把u_dcnotch(k)进行中位值平均滤波处理。

自然频率为100Hz的数字二阶陷波器式子如式(4)：

u_dcnotch(k)＝u_dc(k)+(0.01256T_s-2)u_dc(k-1)+(+394384T_s²

+1-0.01256T_s)u_dc(k-2)+(2-125.6T_s)u_dcnotch(k-1)+

(125.6T_s-394384T_s²-1)u_dcnotch(k-2) (4)

中位值平均滤波处理如式(5)：

内环偏差计算得到e_u(k)＝u_dc^*(k)-u_dcmm(k)，利用外环PI数字控制器计算得到电流内环d轴电流给定。然而该输出如果不加以过滤和限制，将会导致电流内环d轴电流给定纹波较大以及可能会出现主电路难以承受的电流给定。一般技术人员通常会适当把PI参数调小以减少电流内环d轴电流给定，然而这种做法是不能从根本上兼顾内环控制过程中的快速性与稳定性。本发明通过在该环节上施加适当频率低通滤波器和适当阈值的限幅环节来抑制由于外环PI数字控制器输出过大所引起的大电流现象。

低通滤波器的截止频率的选择需要根据实际电路折中选择，截止频率设置太低则会影响电压外环的调整速度，而太高的截止频率则会使滤波器对外环PI数字控制器输出的滤波效果变差。

限幅环节的阈值的设置也需要根据实际电路的功率折中选择，阈值设置太低将会导致整流器功率受到限制，而太高的阈值设置将会导致抑制过大电流的效果变差。

详细工程实施叙述如下：

步骤1：利用功率电阻R1和电感L串联，使单相PWM整流器工作在不可控整流状态，整流器直流侧电压U_dc自然提升到交流侧电压峰值U_s-peak；

步骤2：待直流侧电压U_dc达到交流电压峰值后，闭合启动继电器RE1，使功率电阻R1短路，同时控制器采用下述的控制方法控制单相PWM整流器，使整流器直流侧电压U_dc逐步提升到给定值；

所述的控制方法如下：

第一步，通过交流侧电压检测环节、交流侧电流检测环节和直流侧电压检测环节采集当前时刻的交流侧电压值u_s(k)、交流侧电流值i_s(k)、直流侧电压值u_dc(k)；

第二步，令交流侧电流值i_s(k)为交流侧电流在α轴上的投影值i_α(k)，即i_s(k)＝i_α(k)，并构造交流侧电流在β轴上的投影值i_β(k)，即i_β(k)＝i_s(k-π/2)；

第三步，利用二阶广义积分器锁相环，计算出该时刻交流侧电压的相位θ及其对应的正弦值和余弦值；

第四步，通过下列公式计算得出当前时刻交流侧电流d轴分量i_d(k)以及交流侧电流q轴分量i_q(k)；

i_d(k)＝sinθ×i_α(k)-cosθ×i_β(k)以及i_q(k)＝cosθ×i_α(k)+sinθ×i_β(k)；

第五步，当前时刻直流侧电压值u_dc(k)进入陷波频率为100Hz的数字二阶陷波器中进行运算得出u_dcnotch(k)；

第六步，对u_dcnotch(k)进行中位值平均滤波滤除采样过程中的脉冲干扰，得出u_dcmm(k)；

第七步，直流侧电压给定值u_dc^*(k)从初值到终值呈阶梯上升，阶梯上升公式为u_dc^*(t)＝u_dcchushi^*(t)+step^*(t-t₁)+step^*(t-t₂)+...+step^*(t-t_n)，step^*为阶梯给定的梯度；

第八步，令直流侧电压外环偏差为e_u(k)＝u_dc^*(k)-u_dcmm(k)；

第九步，直流侧电压外环偏差e_u(k)进入电压外环PI数字控制器；

第十步，电压外环PI数字控制器的输出值i_d^*(k)进入电压外环一阶低通滤波器进行滤波运算；

第十一步，电压外环一阶低通滤波器的输出值i_dLPF^*(k)进入电流给定限幅环节，上述环节为若i_dLPF^*(k)>i_dLPFmax，则i_dLPF^*(k)＝i_dLPFmax；否则，判断i_dLPF^*(k)＜i_dLPFmin，若是i_dLPF^*(k)＝i_dLPFmin，否则，输出i_dLPF^*(k)；

第十二步，将i_dLPF^*(k)转化为电流给定输出值i_dLPFlim^*(k)，并将i_dLPFlim^*(k)与交流侧电流d轴分量i_d(k)进行偏差计算得出电流d轴偏差e_id(k)，即e_id(k)＝i_dLPFlim^*(k)-i_s(k)；

第十三步，交流侧电流q轴给定为0，并与交流侧电流值i_q(k)进行偏差计算得出电流q轴偏差e_iq(k)，即e_iq(k)＝-i_q(k)；

第十四步，电流d轴偏差e_id(k)与电流q轴偏差e_iq(k)分别进入PI数字控制器运算分别得出u_d(k)和u_q(k)；

第十五步，通过下列公式计算出u_rα(k)，u_rα(k)＝sinθ×u_d(k)+cosθ×u_q(k)；

第十六步，整流器期望输出V_r(k)通过公式V_r(k)＝u_s(k)-u_rα(k)计算出；

第十七步，整流器期望输出V_r(k)通过调制实现整流器四个开关管的输出驱动脉冲；

步骤3：闭合负载继电器RE2，接入负载，按照步骤2所述的算法控制带载状态下的单相PWM整流器。

按照上述实施例的一种能够有效抑制启动电流的单相PWM整流器控制方法，能够有效抑制由于启动瞬间所引起的冲击电流。因而本发明非常适合运用于工程应用中。

以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。