控制器以及采用该控制器的开关电源的制作方法

本实用新型涉及开关电源控制技术领域，尤其涉及一种适用于非隔离AC-DC开关电源的线电压分段补偿的控制器以及采用该控制器的开关电源。

背景技术：

对于AC-DC电源，当AC输入电压在85Vac～265Vac范围内变化时，由于存在比较器延时和功率管关断延时，过流保护点通常随输入线电压变化而变化。这种变化导致高、低线电压的过流保护点严重漂移，不利于过流保护点的一致性。因此需要根据不同线电压进行补偿从而得到一致的过流保护点。

参考图1，现有的线电压补偿方式示意图。当功率管导通时，功率管M0的源极电压被拉高至Vbus附近，FB点电压被钳位在功率管M0的源极电压。由于FB点电压比Vout高，故电流从FB点流经反馈分压电阻中的上电阻FBH至Vout，该电流的大小反映了输入线电压Vline的高低，同时，该电流经过放大器A1流过MOS管M1。通过MOS管M2、M3比例镜像流过MOS管M1的电流产生补偿电流，将该补偿电流输入线电压补偿电路11，输出经过补偿后的功率管电压CS_COMP。通过比较器CP1将功率管电压CS_COMP与参考电压CS_REF进行比较，产生功率管关断信号Gate_off；该关断信号Gate_off决定了流过电感L0的峰值电流，从而决定过流保护点。

现有的线电压补偿方式有以下几个缺陷：

1)必须有下电阻FBL以及上电阻FBH组成的反馈分压电阻，对于无反馈分压电阻的应用来说就无法使用该补偿方式，使得外围应用受限；

2)反馈分压电阻的选择范围受到线电压补偿的限制；

3)当VCC由Vbus通过高压供电模块13直接高压供电(比如JFET或者耗尽型MOS管等)，功率管M0导通时上电阻流经的电流(通常几个mA或几十mA)由VCC提供，由于VCC是由Vbus供电，高压时提供大电流会导致系统功耗很大，效率低。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于，针对现有的线电压补偿方式存在的缺陷，提供一种控制器以及采用该控制器的开关电源，实现通过调节功率管的峰值电流来实现几乎不随线电压变化的过流保护点。

为实现上述目的，本实用新型提供了一种用于开关电源的控制器，所述控制器包括：延时单元，与功率管的栅极控制端电性连接，包括至少一延时子单元，用于在功率管导通时输出延时信号；补偿电流生成单元，与所述延时单元电性连接，包括至少一补偿电流生成子单元，用于根据所述延时信号输出补偿电流；线电压补偿单元，与所述补偿电流生成单元电性连接，用于将经过所述补偿电流补偿后的功率管采样电压与参考电压分别输入一比较器的第一输入端和第二输入端，或者将功率管采样电压与经过所述补偿电流补偿后的参考电压分别输入所述比较器的第一输入端和第二输入端，所述控制器根据所述比较器的输出信号生成栅极控制信号以控制所述功率管的导通与关断，其中，当比较器的第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，所述功率管关断。

为实现上述目的，本实用新型还提供了一种开关电源，所述开关电源包括本实用新型所述的控制器。

本实用新型的优点在于：本实用新型通过在功率管导通时，根据导通时间的上升沿分段延时进行分段补偿，生成和导通时间近似成反比例关系的补偿电流；并用这个补偿电流来调节参考电压CS_REF或者调节功率管电流采样电压CS，从而调节流过功率管的峰值电流。通过调节峰值电流来实现几乎不随线电压变化的过流保护点。本实用新型公开的开关电源的线电压分段补偿方式，适用于AC-DC开关电源，尤其适用于非隔离AC-DC开关电源。本实用新型披露的线电压补偿方式，无需利用外部FB分压电阻，对于外围无FB分压电阻的应用特别适合；另外，由于没有毫安级的电流从VCC流出，故也特别适合JFET或Depletion MOS等高压供电的开关电源，不影响系统效率和功耗。

附图说明

图1，现有的线电压补偿方式示意图。

图2，本实用新型所述的开关电源一实施例所示的架构示意图；

图3为图2所述实施例中不同线电压或者导通时间对应的补偿电流波形图；

图4，本实用新型所述的开关电源另一实施例所示的架构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型提供的控制器以及采用该控制器的开关电源做详细说明。

参考图2，本实用新型所述的开关电源一实施例所示的架构示意图。图2为一个high-side buck开关电源，交流电输入AC-IN通过四个二极管D1～D4整流和一个电容C0滤波得到直流电压Vbus；功率管M0、电感L0、续流二极管D0以及输出电容Cout组成典型的high-side buck开关电源拓扑。这里需要注意，本实用新型并不仅限于high-side buck开关电源，而是适用于任何拓扑的开关电源。所述的开关电源的功率管M0的源极通过电感L0电性连接至所述开关电源的电压输出端Vout、漏极电性连接所述开关电源的直流电压输入端Vbus；所述的开关电源还包括控制器，所述控制器用于调节开关电源的线电压。所述控制器包括：延时单元21、补偿电流生成单元22以及线电压补偿单元23。

延时单元21，与功率管M0的栅极控制端Gate电性连接，包括至少一延时子单元，用于在功率管M0导通时输出延时信号Gate_D。

在本实施例中，所述延时单元21包括3个延时子单元211～213，所述补偿电流生成单元22包括3个补偿电流生成子单元；在功率管M0导通时，第一延时子单元211输出第一延时信号Gate_D1至第一补偿电流生成子单元，第二延时子单元212输出第二延时信号Gate_D2至第二补偿电流生成子单元，第三延时子单元213输出第三延时信号Gate_D3至第三补偿电流生成子单元；其中，所述第二延时信号Gate_D2的延时时间大于所述第一延时信号Gate_D1的延时时间，所述第三延时信号Gate_D3的延时时间大于所述第二延时信号Gate_D2的延时时间，从而实现对开关电源的线电压进行分段补偿。

补偿电流生成单元22，与所述延时单元21电性连接，包括至少一补偿电流生成子单元，用于根据所述延时信号Gate_D输出补偿电流Icomp。

其中，所述延时子单元的数量与所述补偿电流生成子单元的数量相同，所述补偿电流生成子单元与所述延时子单元一一对应电性连接，所述补偿电流生成子单元根据与其电性连接的延时子单元输出的延时信号输出补偿子电流，所有所述补偿电流生成子单元输出的补偿子电流汇总成所述补偿电流Icomp。其中，所述补偿电流Icomp的输出大小与所述功率管M0的导通时间成近似反比例关系，所述补偿电流Icomp的输出大小与线电压成近似正比例关系。

在本实施例中，每一所述补偿电流生成子单元包括一偏置电流源I和一开关管S；所述偏置电流源I一端电性连接所述开关电源的VCC电源，另一端电性连接所述开关管S的一端；所述开关管S的控制端电性连接相应延时子单元，另一端作为所述补偿电流生成子单元的输出端；所述开关管S根据所述延时子单元输出的延时信号导通，以使所述偏置电流源I的电流从所述补偿电流生成子单元的输出端输出作为补偿子电流。所有所述补偿电流生成子单元的输出端通过一电容C1电性连接所述功率管M0的源极。

优选的，所述控制器进一步包括一电流镜镜像单元24，所述补偿电流Icomp经所述电流镜镜像单元24镜像后输出至所述线电压补偿单元23。

在本实施例中，所述电流镜镜像单元24包括共栅极的第一MOS管M1和第二MOS管M2、共栅极的第三MOS管M3和第四MOS管M4；其中，M1和M2均采用与功率管M0相同类型的MOS管，例如均为N型MOS管，M3和M4均采用与功率管M0不同类型的MOS管，例如均为P型MOS管。所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2均与所述功率管M0共源极，所述第一MOS管M1的漏极电性连接所述补偿电流生成单元的输出端，所述第二MOS管M2的漏极电性连接所述第三MOS管M3的漏极；所述第三MOS管M3的源极和所述第四MOS管M4的源极均电性连接开关电源的VCC电源，所述第四MOS管M4的漏极作为补偿电流输出端；所述补偿电流生成单元输出的补偿电流Icomp经过所述电流镜镜像单元24镜像后从所述第四MOS管M4的漏极输出。

线电压补偿单元23，与所述补偿电流生成单元22电性连接，用于将经过所述补偿电流Icomp补偿后的功率管采样电压CS_COMP与参考电压CS_REF分别输入一比较器CP1的第一输入端和第二输入端，所述控制器根据所述比较器CP1的输出信号Gate_off生成栅极控制信号Gate以控制所述功率管M0的导通与关断。其中，当比较器CP1的第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，所述功率管M0关断。

所述线电压补偿单元23对流经所述功率管M0的电流进行采样，并根据获取的采样电流产生功率管采样电压CS；所述线电压补偿单元23将经过所述补偿电流Icomp补偿后的功率管采样电压CS_COMP与参考电压CS_REF分别输入所述比较器CP1的第一输入端和第二输入端。

在本实施例中，所述线电压补偿单元23包括功率管电流采样模块231、功率管电流采样电阻R1以及补偿电流采样电阻R2，所述功率管电流采样电阻R1与所述补偿电流采样电阻R2串联。所述功率管电流采样模块231对流经所述功率管M0的电流进行采样，获取的采样电流流经所述功率管电流采样电阻R1，产生功率管采样电压CS；所述补偿电流生成单元22输出的补偿电流Icomp流经所述补偿电流采样电阻R2，产生补偿电压以对所述功率管采样电压CS进行补偿，产生随线电压Vline变化而变化的信号CS_COMP(即经过所述补偿电流Icomp补偿后的功率管采样电压CS_COMP)输入所述比较器CP1的第一输入端；参考电压CS_REF输入所述比较器CP1的第二输入端。控制器根据所述比较器CP1的输出信号生成栅极控制信号以控制所述功率管M0的关断。其中，当比较器CP1的第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，比较器CP1的输出Gate_off信号以控制所述功率管M0关断。

以下结合图2-图3，对本实用新型的工作原理进行说明，其中，图3为图2所述实施例中不同线电压Vline或者导通时间Gate对应的补偿电流波形图。

图2中显示了三组偏置电流源和开关管组成的三个补偿电流生成子单元，但本实用新型不限于只有三组偏置电流源和开关管，可以更少或更多组偏置电流源和开关管；开关管采用MOS管实现，也可以采用二极管、三极管等晶体管实现。Gate为功率管M0的栅极控制信号，Gate输入三个延时子单元211～213后分别输出相应延时信号Gate_D1、Gate_D2和Gate_D3。Gate_D2的高电平时间(即延时时间)比Gate_D1长，Gate_D3高电平时间比Gate_D2长，波形如图3所示。延时信号Gate_D1控制开关S1，Gate_D1为高时，开关S1打开，偏置电流源I1的电流流向第一MOS管M1作为第一补偿子电流；Gate_D2控制开关S2，Gate_D2为高时，开关S2打开，偏置电流源I2的电流流向第一MOS管M1作为第二补偿子电流；Gate_D3控制开关S3，Gate_D3为高时，开关S3打开，偏置电流源I3的电流流向第一MOS管M1作为第三补偿子电流。参考图3，在T1期间，I1，I2和I3都流向M1；在T2期间，仅I2和I3流向M1；在T3期间，仅I3流向M1；在T4期间，没有电流流向M1。

流经M1的电流经过M2电流镜像后，再经过M3、M4电流镜像后得到随Gate高电平时间变化而变化的阶梯状补偿电流Icomp。合理设置延时时间和偏置电流，使得补偿电流Icomp和功率管M0的导通时间近似成反比例关系，从而得到和线电压Vline成近似正比的补偿电流Icomp。不同线电压Vline或者导通时间对应的补偿电流Icomp的波形如图3所示。图3中，CS_COMP是经补偿电流Icomp补偿过的功率管采样电压，Idriain是流过功率管漏极的电流；可以看出，通过补偿电流调节流过功率管的峰值电流Ipk，经过补偿的峰值电流Ipk可以得到相对一致的过流保护点。

功率管电流采样模块231对流经功率管M0的电流进行采样，获取的采样电流流经功率管电流采样电阻R1，产生功率管采样电压CS；补偿电流Icomp流经补偿电流采样电阻R2，产生补偿电压以对所述功率管采样电压CS进行补偿，产生随线电压Vline变化而变化的信号CS_COMP；CS_COMP和参考电压CS_REF比较，当CS_COMP大于CS_REF时，产生功率管关断信号Gate_off，于是得到经过补偿的功率管峰值电流。线电压Vline越高，Icomp越大，CS_COMP就越高，功率管关断信号就提前得越多。由比较器延时和功率管关断延时(Td)导致的峰值电流过冲得到补偿。经过补偿的峰值电流在不同线电压下可以得到相对一致的过流保护点。

本实用新型通过在功率管导通时，根据导通时间的上升沿分段延时进行分段补偿，生成和导通时间近似成反比例关系的补偿电流；并用这个补偿电流来调节流过功率管的峰值电流。由于导通时间受线电压影响，补偿电流受控于导通时间，也就是间接受控于线电压。线电压越高，导通时间越短，补偿电流越大；反之，线电压越低，导通时间越长，补偿电流越小。由此得到经线电压补偿的变化相对较小的过流保护点。本实用新型公开的开关电源的线电压分段补偿方式，适用于AC-DC开关电源，尤其适用于非隔离AC-DC开关电源。本实用新型披露的线电压补偿方式，无需利用外部FB分压电阻，对于外围无FB分压电阻的应用特别适合；另外，由于没有毫安级的电流从VCC流出，故也特别适合JFET或Depletion MOS等高压供电的开关电源，不影响系统效率和功耗。

参考图4，本实用新型所述的开关电源另一实施例所示的架构示意图。与图2所示实施例的不同之处在于：线电压补偿单元43，将功率管采样电压CS与经过补偿电流Icomp补偿后的参考电压CS_REF分别输入比较器CP1的第一输入端和第二输入端。也即，本实施例中，补偿电流Icomp用来补偿参考电压CS_REF，而非功率管采样电压CS。且，本实施例中的补偿电流Icomp和图2所示实施例中的Icomp补偿电流方向相反。

具体为：所述线电压补偿单元43对流经所述功率管M0的电流进行采样，并根据获取的采样电流产生功率管采样电压CS；所述线电压补偿单元43将功率管采样电压CS与经过所述补偿电流Icomp补偿后的参考电压CS_REF分别输入所述比较器CP1的第一输入端和第二输入端。

本实施例中，所述控制器进一步包括电流镜镜像单元44。所述电流镜镜像单元44包括共栅极的第一MOS管M1和第二MOS管M2，其中，M1和M2均采用与功率管M0相同类型的MOS管，例如均为N型MOS管。所述第一MOS管M1和所述第二MOS管M2均与所述功率管M0共源极，所述第一MOS管M1的漏极电性连接所述补偿电流生成单元的输出端，所述第二MOS管M2的漏极作为补偿电流输出端；所述补偿电流生成单元输出的补偿电流Icomp经过所述电流镜镜像单元44镜像后从所述第二MOS管M2的漏极输出。本实施例中的补偿电流Icomp为电流镜镜像单元44输出的sink电流，图2所示实施例中的补偿电流Icomp为电流镜镜像单元24输出source电流。

在本实施例中，所述线电压补偿单元43包括功率管电流采样模块431、功率管电流采样电阻R1、参考电压源VREF以及补偿电流采样电阻R2。所述功率管电流采样模块431对所述功率管M0的电流进行采样，获取的采样电流流经所述功率管电流采样电阻R1，产生功率管采样电压CS；补偿电流生成单元42输出的补偿电流Icomp流经所述补偿电流采样电阻R2，产生补偿电压以对所述参考电压源VREF的参考电压CS_REF进行补偿；所述线电压补偿单元43将功率管采样电压CS与经过所述补偿电流Icomp补偿后的参考电压CS_REF分别输入所述比较器CP1的第一输入端和第二输入端。功率管采样电压CS输入比较器CP1的第一输入端；补偿后的参考电压CS_REF输入比较器CP1的第二输入端。控制器根据比较器CP1的输出信号生成栅极控制信号以控制所述功率管M0的导通与关断。其中，当比较器CP1的第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，比较器CP1的输出Gate_off信号以控制所述功率管M0关断。

在本实施例中，所述线电压补偿单元43进一步包括参考电压分压电阻R3、R4，所述参考电压分压电阻R3、R4与所述补偿电流采样电阻串联R2；所述参考电压源VREF经缓冲器BF1缓冲后再所述参考电压分压电阻R3、R4分压后产生参考电压。和线电压Vline成比例的补偿电流Icomp产生之后，流经R3和R4；线电压Vline越高，Icomp越大，CS_REF电压越高，功率管关断信号提前得越多。从而使得高低线电压得到一致的峰值电流和过流保护点。

本实用新型通过导通时间的上升沿分段延时，产生和导通时间近似成反比例关系的补偿电流；本实用新型用生成的补偿电流来调节参考电压CS_REF或者调节电流采样电压CS，从而调节峰值电流。本实用新型通过调节峰值电流来实现几乎不随线电压变化的过流保护点。

本实用新型还提供了一种线电压补偿方法，采用本实用新型所述的控制器，所述的线电压补偿方法包括步骤：当功率管导通时延时单元输出延时信号；补偿电流生成单元根据所述延时信号输出补偿电流；通过所述补偿电流对功率管采样电压进行补偿，并将经过所述补偿电流补偿后的功率管采样电压与参考电压分别输入比较器的第一输入端和第二输入端，或者通过所述补偿电流对参考电压进行补偿，并将功率管采样电压与经过所述补偿电流补偿后的参考电压分别输入比较器的第一输入端和第二输入端；当所述比较器的第一输入端的电压大于第二输入端的电压时，控制所述功率管关断。

其中，所述补偿电流的输出大小与所述功率管的导通时间成近似反比例关系。由于导通时间受线电压影响，补偿电流受控于导通时间，也就是间接受控于线电压。线电压越高，导通时间越短，补偿电流越大；反之，线电压越低，导通时间越长，补偿电流越小。由此得到经线电压补偿的变化相对较小的过流保护点。

作为优选的实施方式，当功率管导通时延时单元输出延时信号进一步包括：采用多个延时子单元输出多路延时信号，多路延时信号的延时时间不相同。

作为优选的实施方式，所述延时子单元的数量与所述补偿电流生成子单元的数量相同，所述补偿电流生成子单元与所述延时子单元一一对应电性连接。所述的线电压补偿方法中，当功率管导通时延时单元输出延时信号进一步包括：所述补偿电流生成子单元根据与其电性连接的延时子单元输出的延时信号输出补偿子电流，所有所述补偿电流生成子单元输出的补偿子电流汇总成所述补偿电流。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。