一种利用PowerMOS管实现高压快速启动的AC‑DC开关电源用供电电路的制作方法

本实用新型涉及一种集成电路，具体涉及一种AC-DC开关电源用供电电路，尤其涉及一种利用Power MOS管实现高压快速启动的AC-DC开关电源上电启动用供电电路。

背景技术：

AC-DC(交流转直流)开关电源应用在一些感性类负载上，其使用特性为工作时间短，空载待机状态长。根据全世界要求的低碳生活，尤其是欧美市场正不断能效标准，对此类电源产品的待机功耗的要求是越来越高。在现有的AC-DC开关电源中通常采用反激变换器实现交直流转换，这种反激式AC-DC开关电源上电启动时，传统的启动方式包括外接电阻直接充电启动以及高压开关电流源充电启动。

外接电阻充电启动是通过电阻对控制电路的供电储能电容进行充电从而启动电源。外接电阻充电启动的方式为了达到较快的启动速度，外接的启动电阻取值并不能取得过大，同时因为在启动完成后不能够关闭，启动后仍然会有能量损耗，为了避免启动电阻的损耗过大，取值又不能取值过小，外接启动电阻直接启动的方式启动速度不够快，同时有较大损耗。如图1所示的外接电阻充电启动供电电路，启动电路101和PWM电路102集成在一起，作为控制电路103，功率开关管M1作为功率输出级，Rcs为电流采样电阻，变压器T1包含三个绕组，原边绕组AB，副边绕组EF，辅助绕组CD，R1为启动电阻，C1为控制电路103的电源滤波电容，VIN为来自AC经过整流后的电源。上电时，通过R1对C1进行充电，当VCC电压达到开启电压时，电路启动，并通过辅助绕组CD给控制电路103持续供电，启动过程完成。但启动后，启动电阻R1也一直在消耗能量，R1的大小，影响待机功耗，电阻越小，功耗越大，电阻越大，功耗越小，但电阻过大无法满足启动所需要的电流，会造成启动困难或启动时间过长的问题，所以综合起来该种方式待机功耗非常大，无法满足日益严格的能效要求。而且大的电流通过采样电阻Rcs，也会增加功耗，降低系统效率。

高压开关电流源充电启动方式是通过一个高压开关即一个高压增强型的MOS管流过受控的充电电流到开关电源芯片的供电电容进行充电从而启动电路。如图2所示的高压开关电流源充电启动供电电路，将高压MOS管M2和电容D2集成到控制电路203中，启动时，通过M2可以实现快速启动，启动完毕时，通过启动电路201关闭M2，则可实现降低电路功耗的目的，但高压集成工艺复杂，成本较高。采样电阻Rcs与图1中的采样电阻Rcs具有同样的增加功耗的问题。因此，迫切的需要一种新型的成本低、启动速度快且待机功耗小的反激式AC-DC开关电源上电启动的供电电路来解决上述技术问题。

技术实现要素：

本实用新型正是针对现有技术中存在的技术问题，提供一种利用Power MOS管实现高压快速启动的AC-DC开关电源用供电电路，该电路整体结构设计巧妙，利用Power MOS管来实现高压快速启动的目的，具有启动速度快、整体能耗低、无需复杂的高压集成工艺流程、实现方式简单以及待机功耗低等优点。

为了实现上述目的，本实用新型采用的技术方案为，一种利用PowerMOS管实现高压快速启动的AC-DC开关电源用供电电路，包括开关电源管理芯片、变压器、供电二极管、电源滤波电容、高压MOS管、偏置电阻和输出整流滤波器，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述原边绕组的一端引出作为供电电路的输入端，所述供电电路的输入端连接直流输入电源，所述直流输入电源为交流电经过整流滤波后的电源，原边绕组的另一端连接高压MOS管的漏极，所述副边绕组连接输出整流滤波器的输入端，所述输出整流滤波器的输出端引出作为供电电路的输出端，所述辅助绕组的一端连接供电二极管的正极，另一端接地；供电二极管的负极串联电源滤波电容后接地，在供电二极管和电源滤波电容之间引出支路连接开关电源管理芯片的VCC引脚，所述偏置电阻连接在高压MOS管的漏极和栅极之间，所述高压MOS管的源极连接开关电源管理芯片的开关SW（Switch）引脚，高压MOS管的栅极连接开关电源管理芯片的驱动输出DRV（Driver）或GATE引脚，所述开关电源管理芯片的GND引脚接地。

作为本实用新型的一种改进， 还包括第一低压MOS管、第二低压MOS管、内部启动供电二极管和电流采样电阻，所述第一低压MOS管、第二低压MOS管、内部启动供电二极管和电流采样电阻采用常规CMOS工艺集成在开关电源管理芯片中，所述开关电源管理芯片包括启动电路和PWM电路，所述启动电路的输入端连接VCC引脚，启动电路的输出端连接PWM电路的输入端，PWM电路的输出端连接DRV引脚，所述内部启动供电二极管的正极连接SW引脚，负极连接启动电路的输入端，所述第一低压MOS管和第二低压MOS管的漏极连接SW引脚，第一低压MOS管和第二低压MOS管的栅极连接DRV引脚，第一低压MOS管的源极连接GND引脚，第二低压MOS管的源极串联电流采样电阻后连接GND引脚，所述PWM电路的电流采样CS（Current sampling）引脚连接在第二低压MOS管的源极上。

作为本实用新型的一种改进， 所述第一低压MOS管和第二低压MOS管的宽长比成比例设置，其中第一低压MOS管的宽长比比第二低压MOS管的宽长比小，第一低压MOS管的宽长比为第二低压MOS管宽长比的几百至几千分之一。

作为本实用新型的一种改进， 所述高压MOS管的耐压值范围为500V-1000V，所述第一低压MOS管和第二低压MOS管的耐压值范围为20-40V。

作为本实用新型的一种改进， 所述偏置电阻采用高阻值电阻，其取值为兆欧及以上级别。

作为本实用新型的一种改进， 所述高压MOS管、第一低压MOS管和第二低压MOS管均采用N沟道增强型MOS管。

作为本实用新型的一种改进，所述输出整流滤波器包括续流二极管和滤波电容，输出整流滤波器的输入端为续流二极管的正极端，续流二极管的正极连接变压器的副边绕组的一端，副边绕组的另一端接地，续流二极管的负极串联滤波电容后接地，在续流二极管的负极与滤波电容之间引出支路作为输出整流滤波器的输出端。

相对于现有技术，本实用新型的整体结构设计巧妙实用，成本较低，通过Power MOS管（即高压MOS管）本身就可实现AC-DC开关电源的高压快速启动，上电启动速度快，用户体验度高，由于对高压MOS管进行偏置的偏置电阻采用兆欧及以上级别的高阻值电阻，在不影响电路启动效果的基础上，可大大降低整个电源的待机功耗，提高产品的可靠性和市场竞争力；而且通过将低压MOS管以及电流采样电阻采用CMOS工艺集成到开关电源管理芯片内，这样不需要采用复杂的高压工艺就可以实现高压快速启动，简化产品生产流程，降低了产品的成本。另外，通过利用两个低压MOS管按较大的宽长比比例（几百至几千）分流的方式对高压MOS管进行电流采样，可有效降低电流采样电阻的功耗，提高系统效率。

附图说明

图1为现有AC-DC开关电源用外接电阻充电启动供电电路结构图。

图2为现有AC-DC开关电源用高压开关电流源充电启动供电电路结构图。

图3为本实用新型优选实施例的电路结构图。

具体实施方式

为了加深对本实用新型的理解和认识，下面结合附图和优选实施例对本实用新型作进一步描述和介绍。

如图3所示，一种利用Power MOS管实现高压快速启动的AC-DC开关电源用供电电路，包括开关电源管理芯片303、变压器T1、供电二极管D1、电源滤波电容C2C1、高压MOS管M1、第一低压MOS管M2、第二低压MOS管M3、内部启动供电二极管D2、电流采样电阻Rcs、偏置电阻Rst和输出整流滤波器。所述高压MOS管M1即为Power MOS管。其中，所述变压器T1包括原边绕组AB 、副边绕组EF和辅助绕组CD，原边绕组AB 的一端引出作为供电电路的输入端VIN，输出整流滤波器的输出端引出作为供电电路的输出端VOUT。所述供电电路的输入端连接直流输入电源，所述直流输入电源为交流电经过整流滤波后的电源。原边绕组AB 的另一端连接高压MOS管M1的漏极，所述副边绕组EF连接输出整流滤波器的输入端，所述辅助绕组CD的一端连接供电二极管D1的正极，另一端接地。供电二极管D1的负极串联电源滤波电容C2C1后接地，在供电二极管D1和电源滤波电容C2C1之间引出支路连接开关电源管理芯片303的VCC引脚，所述偏置电阻Rst连接在高压MOS管M1的漏极和栅极之间，所述高压MOS管M1的源极连接开关电源管理芯片303的SW引脚，高压MOS管M1的栅极连接开关电源管理芯片303的DRV引脚，所述开关电源管理芯片303的GND引脚接地。

所述第一低压MOS管M2、第二低压MOS管M3、内部启动供电二极管D2和电流采样电阻Rcs采用常规CMOS工艺集成设置在开关电源管理芯片303中，从而可有效降低生产成本，也降低生产工艺复杂度。所述开关电源管理芯片303包括启动电路301和PWM电路302，所述启动电路301的输入端连接VCC引脚，启动电路301的输出端连接PWM电路302的输入端，PWM电路302的输出端连接DRV引脚。所述启动电路301采用电压比较器，对VCC引脚的电压进行检测，在当VCC引脚的电压达到开关电源管理芯片303的正常工作电压范围时，启动开关电源管理芯片303工作，同时启动PWM电路302驱动DRV引脚进行工作。

所述内部启动供电二极管D2的正极连接SW引脚，负极连接启动电路301的输入端。所述第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的漏极连接SW引脚，第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的栅极连接DRV引脚，第一低压MOS管M2的源极连接GND引脚，第二低压MOS管M3的源极串联电流采样电阻Rcs后连接GND引脚，所述PWM电路302的CS引脚连接在第二低压MOS管M3的源极上。

优选的是，所述第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的宽长比成比例设置，其中第一低压MOS管M2的宽长比比第二低压MOS管M3的宽长比小，第一低压MOS管M2的宽长比为第二低压MOS管M3宽长比的几百至几千分之一。这里的宽长比是指MOS管的导电沟道的宽与长的比，宽长比越大，MOS管的Id就越大，也就是宽长比与Id成正比。将第一低压MOS管M2的宽长比设置成第二低压MOS管M3宽长比的几百至几千分之一，可使得流过第二低压MOS管M3的电流只有总电流的几百至几千分之一（流过两个低压MOS管的电流是按照宽长比的比例进行分配），这样，通过电流采样电阻Rcs的电流就大幅减小，电流采样电阻Rcs所产生的功耗也会大幅降低，从而提高系统效率，降低整个电源的功耗。

进一步优选的是，所述高压MOS管M1的耐压值通常范围为500V-1000V，实际使用中不限于该范围，所述第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的耐压值通常范围为20-40V，实际使用中不限于该范围。并且，所述高压MOS管M1、第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3均采用N沟道增强型MOS管。供电电路在启动时可通过偏置电阻Rst、第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3来对高压MOS管M1的开启与关闭进行控制，从而在具有低成本及简洁结构的基础上使得供电电路通过Power MOS管自身实现高压快速启动的目的，并可以降低待机功耗。

更进一步优选的是，所述偏置电阻Rst采用高阻值电阻，其取值为兆欧及以上级别。通常在实际应用中采用兆欧甚至几十兆欧的高阻值电阻来作为偏置电阻Rst，然而却不会影响供电电路的启动速度，并且也可以降低待机功耗。此外，所述偏置电阻Rst也可以集成到开关电源管理芯片303中，这样可有效缩小整个电路的尺寸与体积，扩大电路的适用范围。

更进一步优选的是，所述输出整流滤波器包括续流二极管D3和滤波电容C2，输出整流滤波器的输入端为续流二极管D3的正极端，续流二极管D3的正极连接变压器T1的副边绕组EF的一端，副边绕组EF的另一端接地，续流二极管D3的负极串联滤波电容C2后接地，在续流二极管D3的负极与滤波电容C2之间引出支路作为输出整流滤波器的输出端。经过输出整流滤波器处理后的直流输出电压具有良好的稳定性。

本供电电路在启动时，偏置电阻Rst给高压MOS管M1提供偏置，使高压MOS管M1开启，则电流从VIN依次通过变压器T1原边绕组AB 、高压MOS管M1、内部启动供电二极管D2给电源滤波电容C2C1充电，在这一过程中，开关电源管理芯片303的DRV引脚为低电平，未能达到第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的开启电压，因此此时两者处于关闭状态，随着充电的持续，电源滤波电容C2C1的电压逐步上升，在当开关电源管理芯片303的DRV引脚达到启动电路301的预设开启电压时，开关电源管理芯片303完成启动，而后由变压器T1辅助绕组CD通过供电二极管D1给开关电源管理芯片303进行持续供电。

在开关电源管理芯片303启动后，其DRV引脚输出高电平，此时，高压MOS管M1、第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3均开启，这样通过高压MOS管M1的电流等于流过第一低压MOS管M2和第二低压MOS管M3的电流之和，而由于第二低压MOS管M3的Id比较小，因此，通过第二低压MOS管M3的电流也就只有流过高压MOS管M1电流的几百至几千分之一，这样通过电流采样电阻Rcs的电流就会大幅减小，从而使得电流采样电阻Rcs产生的功耗也会大幅降低，进而提高系统效率。

需要说明的是上述实施例，并非用来限定本实用新型的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本实用新型权利要求所保护的范围。在权利要求中，单词第一、第二以及第三等的使用不表示任何顺序，可将这些单词解释为名称。

本实用新型方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本实用新型的保护范围。