一种DC‑DC变换软开关电路的制作方法

本实用新型涉及电子电路领域，尤其涉及DC-DC变换技术的软开关电路。

背景技术：

目前DC-DC变换电路得到了广泛的应用。这里简单介绍现有DC-DC变换电路的工作原理。如图1所示为现有两路交错Boost DC-DC变换电路的结构示意图。两路交错的DC-DC变换电路，2个桥臂交错180°工作，开关元件可选MOSFET或 IGBT。参考图2，以L1连接的桥臂为例，当开关元件Q2闭合时，电流回路流经L1、Q2，此时电感L1进行储能，流经电感L1的电流线性上升。在开关元件Q2的关断时间内，电流回路经过L1、Q1、电容C，此时电感L1释放能量，流经电感L1的电流会线性下降。直到流经Q1电流下降为零或接近零，然后需要开通开关元件Q2。现在开通开关元件Q2一般有两种方法。

方法一：固定死区时间的方法。计算极间电容与电感L1的谐振时间，按固定的输入电压，输出电压，电感初始电流值设置死区时间开通Q2。如图3所示,t1时刻Q1 电流降为零，在固定的时间间隔后，于t2时刻开通Q2。但是此方法有一定的不足，由于器件的离散性和温度，极间电压等影响，开关元件两端的电容很难精确估计，造成其与电感的谐振周期在实际应用中很难精确计算。如果谐振周期过长或过短，当 Q2闭合时，其两端电压有可能很高，造成较大的损耗，丧失了该拓扑的优越性。其次，Q2两端电压达到谐振的最低值的时间与输入电压和母线电压及电感反向电流都有关系，输入电压低，母线电压高，电感反向电流小都会造成Q2两端电压达到谐振最低点的时间变长，若工作条件发生变化，Q2闭合时，其两端电压也有可能很高，造成较大的损耗。

方法二：桥臂中点电压检测的方法。检测桥臂中点电压，当电压低于阈值电压时，开通开关元件Q2。如图4中所示，t1时刻Q2电流降为零，开关元件两端电压不断下降，t2(t2’)时刻达到所设定的阈值电压U1时，开通开关元件Q2。此种方法也有一定的缺陷，因为Q2两端电压谐振的最低值与输入电压和母线电压及电感反向电流都有关系，输入电压高，母线电压低，电感反向电流小都会造成Q2两端电压谐振的最低点升高。所以为了使Q2在工作范围内实现损耗的优化，阈值电压不能设置很低。如图4中所示，根据虚线情况下设定阈值电压U1，这种电压条件下可以实现最低电压时闭合Q2。但是在其他电压条件下，此前设定的阈值电压U1并不是电容谐振时两端的最低电压，如图中实线所示，当电压下降到阈值电压U1时就开通了Q2，但此时电容两端电压未降到最低值，此时开通Q2造成的开关损耗较大。由此可以看出，此方法在大多数情况下并没有使开关损耗最小化，部分情况下仍有较大的开关损耗。

技术实现要素：

针对上述技术问题，本实用新型提出了DC-DC变换软开关电路，当流经开关元件的电流为零时闭合开关元件，实现开关元件在零电压或最低电压时开通，最大化降低开关损耗。

本实用新型提出了一种DC-DC变换软开关电路，其包含电源部，功率部和控制部。其中电源部与功率部连接在一起，电源部为功率部提供电能。功率部包含一路或者多路交错的DC-DC变换电路，其中每一路电路中含有一个电感，一对开关元件，至少一个与一对开关元件两端并联的电容。电感的一端与电源部相连，另一端连接一对开关元件，功率部中上桥臂开关元件的另一端接电容的一端，功率部中下桥臂开关元件的另一端连接到电容的另一端。控制部包括电流采样元件和电流比较控制器，电流采样元件采样所述功率部中的上下桥臂电流；当检测到流经上桥臂的电流为负电流并达到阈值时，所述电流比较控制器关断所述上桥臂开关元件；在关断上桥臂开关元件后，电流采样元件采样所述功率部中的每个开关元件的电流，当流经上桥臂或下桥臂的电流达到零或接近零时，电流比较控制器闭合下桥臂开关元件。

本实用新型采用电流检测的方法来控制开关元件的开通，能够实现开关元件的软开关，而且即便开关元件两端电容谐振时最低电压大于零，其两端存在电压，也能保证在最低电压时开通开关元件，最大化减小开关损耗。

附图说明

图1为现有的两路交错的DC-DC变换电路的结构图。

图2为现有的两路交错的DC-DC变换电路中电感L1的电流波形以及Q1、Q2的驱动电压波形图。

图3为现有的两路交错的DC-DC变换电路中采用固定死区时间方法的极间电容谐振时其两端电压的波形图。

图4为现有的两路交错的DC-DC变换电路中桥臂中点电压检测方法的极间电容谐振时其两端电压的波形图。

图5为根据本实用新型实施例的两路交错DC-DC变换电路的结构图。

图6为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q1关断，Q2开通时电流流向图。

图7为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q2关断，Q1未开通时电流流向图。

图8(a)为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q2关断，Q1未开通时的等效电路图，图8(b)为电容C1，C2的电压波形图。

图9为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q1开通，Q2关断时正向电流流向图。

图10为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q1开通，Q2关断时负向电流流向图。

图11为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中Q1关断，Q2未开通时电流流向图。

图12为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中情况一时电容C2谐振的电压电流波形图。

图13为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中情况二时电容C2谐振的电压电流波形图。

图14为根据本实用新型实施例的DC-DC变换电路中开关元件Q1和开关元件 Q2的驱动波形以及电感L1的电流波形。

图15为根据本实用新型实施例的N路交错的DC-DC变换电路的结构图。

具体实施方式

下面结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚，完整的描述，显然，所描述的实例是本实用新型的一部分实施例，而不是所有例。

如图5所示，本实用新型的软开关电路包含电源部，功率部和控制部。其中电源部与功率部连接在一起，电源部为功率部提供电能。

在功率部中，包括一路或多路交错的DC-DC变换电路。以一路DC-DC变换电路为例，如图5，其包含一个电感L1，一对开关元件(上桥臂开关元件Q1，下桥臂开关元件Q2)，以及至少一个电容C。电感L1的第一端与电源部分相连，L1的第二端通过开关元件Q1连接到电容C的一端；L1的第二端再通过开关元件Q2连接到电容C的另一端。同时开关元件Q1，Q2两端还分别并联一个电容，此电容与开关元件的输出电容可合并看作C1，C2。开关元件(Q1，Q2)是绝缘栅型双极型晶体管 (IGBT)或金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。

在电源部中，电源一端连接到电容C一端，另一端连接到电感L1。当一路DC- DC变换电路有多个电容时，这些电容C可以并联处理。

在控制部中，包括电流采样元件和电流比较控制器。电流采样元件中的电流采样部分与开关元件(Q1，Q2)串联以采样每个开关元件的电流，电流采样元件的采样输出信号与所述电流比较控制器的输入端相连。电流采样元件包括电阻或电流互感器 (Current Transformer,CT)或霍尔元件。

电流比较控制器由数字信号处理器(Digital Signal Progressing，DSP)，微控制单元 (Micro-Control Unit，MCU),复杂可编程逻辑器件(Complex Programmable Logic Device,CPLD),现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array,FPGA)中的一种或多种组成。电流比较控制器的输出端连接到每个开关元件(Q1，Q2)的栅极或门极，给控制器设置采样电流的阈值，控制器根据电流采样信息中电流的方向和大小来控制开关元件。即当采样电流达到阈值时，控制器将关断或开启开关元件。采用电流检测的方法来控制开关元件的开通，能够实现开关元件的软开关，而且即便开关元件两端电容谐振时最低电压大于零，其两端存在电压，也能保证在最低电压时开通开关元件，最大化减小开关损耗。以图5的DC-DC变换电路中，电感L1连接的桥臂为例，说明本实用新型实施例的DC-DC变换电路的控制方法,其中电容C1，C2为开关元件的输出电容与并联电容的等效电容。

如图6所示,在开关元件Q2的导通时间内，电流回路经过电感L1、开关元件 Q2，此时电感L1储能，流过电感L1的电流线性上升。

如图7所示，当开关元件Q2关断，开关元件Q1尚未开通时，电感L1上仍有电流，电流回路通过L1，电容C2，此时电容C2充电，电容C2两端的电压Uc2上升；同时电流流经电容C1，电容C1放电，Uc1下降。直到电容C1,C2充放电完毕，即Uc1＝0,Uc2＝Uc,二极管D1导通，此时开通开关元件Q1，实现开关元件的零电压开通，此阶段等效电路图及C1，C2的电压波形如图8(a)、图8(b)所示。

当开关元件Q1导通后，电流回路经过电感L1，开关元件Q1，电容C，如图9 所示。此时开关元件Q1在导通时间内会一直导通，从而电感L1的电流会线性下降。开关元件Q1会一直下降到负电流，即L1上会有负向电流，此时电路如图10。

当控制部检测到上桥臂电流下降到负电流并达到阈值时，控制器关断开关元件 Q1。此时开关元件Q1关断，开关元件Q2未导通，电感L1上仍有电流，电流流过电容C1，C2，电容C1充电，Uc1上升；电容C2放电，Uc2下降，此时电路中电流流向如图11所示。开关元件Q2的开通采用电流检测的方法，即检测流经上桥臂 (或下桥臂)的电流，当其下降到零或接近零时，闭合开关元件Q2。下面根据电容谐振的2种情况配图说明。

情况1：电容C2谐振时两端最低电压能到零电压，C2的谐振电压波形如图12 所示，t1时刻关断开关元件Q1，电容C2放电后两端电压能降为零，Uc1＝Uc， Uc2＝0，此时开关元件Q2的体二极管导通，开关元件Q2两端电压近似为零。当流经开关元件Q1的电流减小到零，当控制部分检测到流过上桥臂电流i1或下桥臂电流 i2减小为零时开通开关元件Q2，实现开关元件的零电压开通。

情况2：电容C2谐振时两端最低电压不能降至零。当输入电压升高，BUS电压降低，电感反向电流偏小等，会导致电容谐振最低电压升高的情况。当最低电压大于零时，此情况的电容C2的谐振电压波形图如图13所示，t1时刻关断开关元件Q1，此后电压减小，电流也逐渐下降，在t2(t2’，t2”)时刻流经下桥臂的电流i2降至零，开关元件Q2两端电压降至最低电压Umin(Umin’，Umin”)，此时闭合开关元件Q2，使开关损耗降到最小。从图中也可以看出，无论什么情况下，当电流降至零时，开关元件两端电压始终为最低值，此方法可保证闭合开关元件时其两端电压为最低值，可最大程度降低开关损耗。

综合上述两种情况，可以看出此实用新型实施例中，通过电流检测，当流经开关元件的电流为零时闭合开关元件，使用此方法可实现零电压开通或在最低电压情况下开通开关元件，实现开关损耗的最小化。

图14中，给出了电感L1的电流波形，开关元件Q1和开关元件Q2的驱动电压波形。从图14中可以看出，开关元件Q2在导通期间，电感L1的电流上升。Q2断开，闭合开关元件Q1后，电感L1的电流线性下降。直到控制器检测到流经开关元件Q1的电流下降到负电流并达到阈值时，控制器关断开关元件Q1，经过电感L1 与电容C1，C2的谐振，当检测到流经上桥臂开关元件或下桥臂开关元件的电流i1或 i2降为零时或接近零时闭合开关元件Q2。这里，流经上桥臂或下桥臂的电流降为接近零，具体地可以设置为小于负电流阈值的一半。即当流经上桥臂或下桥臂的电流降为负电流阈值的一半时，闭合开关元件Q2，同样能达到最小电压附近开通开关元件的效果。

图15为根据本实用新型实施例具有N路交错DC-DC变换电路，其工作原理与上述只有2路交错DC-DC变换电路的工作原理相同。

上述的对实施例的描述包括了一些探索性部分，这部分是在大量实验的基础上得到的结论，目的是为便于该技术领域的普通技术人员能理解和使用实用新型。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对这些实例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本实用新型不限于上述实施例，本领域技术人员根据本实用新型的揭示，不脱离本实用新型范畴所做出的改进和修改都应该在本实用新型的保护范围之内。