一种卫星用高效率软开关电源变换器的制作方法

本实用新型涉及一种卫星用高效率软开关电源变换器。

背景技术：

随着卫星平台数字化的推进，低压大功率电源渐成卫星平台主要需求。传统的硬开关DC-DC拓扑模块，电源转换效率较低，增加了卫星平台热源损耗，这对可靠性要求较高的宇航卫星是难以接受的。因此，采用宇航常用高质量等级器件实现电源变换软开关，降低开关损耗，较大幅度提高开关电源转换效率，改善卫星平台热工作环境是很有意义的。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种卫星用高效率软开关电源变换器，该卫星用高效率软开关电源变换器通过

本实用新型通过以下技术方案得以实现。

本实用新型提供的一种卫星用高效率软开关电源变换器；包括主开关电路、整流电路、开关管驱动电路、磁芯钳位复位电路，所述开关管驱动电路包括驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C，驱动器UC1710C的3脚连接在二极管D7和二极管D8的正极，二极管D8和二极管D7负极分别连接至驱动器UC1710A和驱动器UC1710B的1脚，驱动器UC1710C的8脚与脉冲控制器的11脚和14脚连接，驱动器UC1710C的8脚与脉冲控制器的11脚之间还连接有二极管D6和D5，所述UC1710A和驱动器UC1710B的3脚分别连接在电容C4、电容C8上，电容C4电容C8分别与变压器T2、变压器T3的初级侧首端连接，UC1710A和驱动器UC1710B的8脚分别与电容C5、电容C10连接，电容C5、电容C10分别连接在变压器T2、变压器T3初级侧的末端，所述驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C的4脚和5脚均接入公共电源端VCC，驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C的8脚、2脚和7脚均接入公共接地端GND1，所述脉冲控制器U1的11脚和14脚、变压器T2和变压器T3的次级侧末端接入接地端GND1。

所述主开关电路包括变压器T1，变压器T1的初级侧末端依次连接电感Le、主开关管V1、电源输入负端Vin-,变压器T1初级侧首端与电源输入正极Vin+连接，变压器T1初级侧首端和末端之间还并联有磁芯钳位复位电路，变压器T1的次级侧首端依次与整流管V3的栅极、整流管V4的漏极连接，T1的次级侧末端依次与整流管V3的漏极、栅极、整流管V4的漏极连接，整流管V3和整流管V4分别并联有体二极管D3和体二极管D4，所述变压器T1后端连接输出滤波电路。

所述二极管D7和二极管D8后端还分别连接有电容C3和电容C7并接入接地端GND1。

所述二极管D7和二极管D8分别并联有电阻R6和电阻R5。

所述变压器T2次级侧还连接有由电容C6、二极管D9、电阻R9构成的缓冲电路，电阻R9的一端接入开关管V1另一端接地，变压器T3次级侧还连接有由电容C9、二极管D10、电阻R10构成的缓冲电路，电阻R10的两端均接入磁芯钳位复位电路。

本实用新型的有益效果在于：通过UC1710驱动变压器反相形成波形驱动主功率开关，在通过UC1710驱动钳位开关管实现钳位错相延时驱动。本变换器相对于硬开关的电源转换效率提升了6.8％，。该电路结构具有高效率的优点，适用于宇航卫星用低压大功率电源的需求。

附图说明

图1是本实用新型电路图；

图2是本实用新型的开关模态；

图3是本实用新型的控制电路波形图；

具体实施方式

下面进一步描述本实用新型的技术方案，但要求保护的范围并不局限于所述。

如图1所示的一种卫星用高效率软开关电源变换器；包括主开关电路、整流电路、开关管驱动电路、磁芯钳位复位电路，所述开关管驱动电路包括驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C，驱动器UC1710C的3脚连接在二极管D7和二极管D8的正极，二极管D8和二极管D7负极分别连接至驱动器UC1710A和驱动器UC1710B的1脚，驱动器UC1710C的8脚与脉冲控制器的11脚和14脚连接，驱动器UC1710C的8脚与脉冲控制器的11脚之间还连接有二极管D6和D5，所述UC1710A和驱动器UC1710B的3脚分别连接在电容C4、电容C8上，电容C4和电容C8分别与变压器T2、变压器T3的初级侧首端连接，UC1710A和驱动器UC1710B的8脚分别与电容C5、电容C10连接，电容C5、电容C10分别连接在变压器T2、变压器T3初级侧的末端，所述驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C的4脚和5脚均接入公共电源端VCC，驱动器UC1710A、驱动器UC1710B、驱动器UC1710C的8脚、2脚和7脚均接入公共接地端GND1，所述脉冲控制器U1的11脚和14脚、变压器T2和变压器T3的次级侧末端接入接地端GND1。

所述主开关电路包括变压器T1，变压器T1的初级侧末端依次连接电感Le、主开关管V1、电源输入负端Vin-,变压器T1初级侧首端与电源输入正极Vin+连接，变压器T1初级侧首端和末端之间还并联有磁芯钳位复位电路，变压器T1的次级侧首端依次与整流管V3的漏极、栅极、整流管V4的漏极连接，T1的次级侧末端依次与整流管V3的漏极、栅极、整流管V4的栅极连接，整流管V3和整流管V4分别并联有体二极管D3和体二极管D4，所述变压器T1后端连接输出滤波电路。

所述二极管D7和二极管D8后端还分别连接有电容C3和电容C7并接入接地端GND1。

所述二极管D7和二极管D8分别并联有电阻R6和电阻R5。

所述变压器T2次级侧还连接有由电容C6、二极管D9、电阻R9构成的缓冲电路，电阻R9的一端接入开关管V1另一端接地，变压器T3次级侧还连接有由电容C9、二极管D10、电阻R10构成的缓冲电路，电阻R10的两端均接入磁芯钳位复位电路。

本电源变换器利用变压器励磁电感Lm、漏感Le与开关管输出电容Coss，钳位电容Cr以及其他寄生参数构成谐振回路，采用谐振变流方式，使场效应管MOSFET在开关时，VDS处于近零状态，以实现软开关功能，达到提升电源转换效率的效果。

本实用新型的工作过程如下：

为方便分析，将该软开关模式在一个周期TS中分解为六种开关模态，其稳态波形如图2所示。

开关模态1[t0，t1]

t0时刻，主开关管V1开通，钳位管V2关断，同步整流管V3驱动电压为正而导通，变压器的原边电压为输入电压Vin，变压器向副边传递能量，同时激磁电感Lm线性充电，励磁电流im从im－开始线性上升。

开关模态2[t1，t2]

在t1时刻，主开关管V1关断，同步整流管V3驱动电压随之变负而关断，其体二极管D3续流，折算到变压器原边的负载电流I0/K和励磁电流im给结电容C1即主开关管输出电容Coss充电，C2通过Cr线性放电。电容C1两端的电压即主开关管V1漏源间的电压Vds1很快上升到输入电压Vin。由于C1限制了主开关管V1上的电压上升率，因此V1是零电压关断的。

开关模态3[t2，t3]

t2时刻，电容C1两端的电压Vds1等于输入电压Vin，过了这一刻，加在变压器原边绕组的电压为负向电压，V3体二极管D3反偏关断，V4导通，负载电流经过V4续流，变压器不向负载传送能量，原边电流只含励磁电流。励磁电感Lm与结电容C1串联谐振，励磁电流从im(+)开始减小，结电容C1两端电压继续上升。

开关模态4[t3，t4]

t3时刻，结电容C1两端电压Vds1上升至钳位电容Cr两端电压Vcr，C2通过Cr放电至零。过了这一时刻，钳位管V2的体二极管D2因正偏而导通，变压器的激磁电感Lm、钳位电容Cr和结电容C1、C2三者之间发生谐振。同时变压器的激磁电流im反向，Cr以电压Vcr-Vin使变压器的磁路得以复位。由于体二极管D2的导通，将钳位开关管V2的电压钳在零位，因此V2是零电压导通。t4时刻，关断V2，该模态结束。由于钳位电容和结电容的存在，V2是零电压关断。

开关模态5[t4，t5]

V2关断后，励磁电流流过结电容C1、C2，C1开始放电，C2开始充电，励磁电流继续反向增加。该模态结束时，变压器二次侧电压为零，同步整流管V4关断，其体二极管D4继续续流。

开关模态6[t5，t6]

在此开关模态中，结电容C1电压有继续下降的趋势。此时原边绕组电压将会为正，使V3体二极管D3导通。由于原边电流很小，不足以提供负载电流，因此V4体二极管D4继续导通。在t6时刻，主开关管V1开通，开始下一个工作周期。

由以上分析可知，只要合理控制功率开关管V1与钳位开关管V2驱动信号延迟时间，选取合适的LC振荡参数，就能实现钳位开关管的零电压开关和主开关管的零电压关断和低电压开通，减小了开关损耗，从而提升整体转换效率。

由图2可以知道，为实现开关管V1与V2错相延时，对SG1525输出波形进行控制。首先，SG1525AJ输出的两路相位相差180°的方波通过二极管D5、D6整流后形成一路占空比大于50％的方波脉冲，通过调整SG1525AJ的死区电阻控制该方波最大占空比不大于70％，波形如图3中“U1SG1525”。

“U1 1525”方波输入UC1710C。UC1710C在电路中的作用仅为低电平放电，其输出波形跟随“U1 1525”，波形如图3中“N2 1710-3”。

“N2 1710-3”方波输入UC1710A、UC1710B，由于D8/C3、D7/C7器件特性，当“N2 1710-3”为高电平时，因C3充电比C7慢，UC1710A的1脚滞后于UC1710B的1脚达到高电平；当“N2 1710-3”为低电平时，因C3放电比C7快，UC1710A的1脚快于UC1710B的1脚达到低电平；这就使UC1710A、UC1710B的输出端3脚波形产生相位差，波形分别如图3中的“N3 1710-3”、“N4 1710-3”。

“N3 1710-3”波形通过驱动变压器T2反相后形成图3中“G1”波形，该波形驱动主功率开关管；“N4 1710-3”波形通过驱动变压器T3同相后形成图3中“G2”波形，该波形驱动钳位开关管。最终实现钳位错相延时驱动。