本申请要求于2015年5月8日提交的题为“具有有源转换器的变速驱动器”的美国临时专利申请no.62/158749的优先权和权益，其通过引用并入本文。发明背景本申请总体涉及一种变速驱动器。本申请更具体地涉及一种具有有源转换器的变速驱动器，以及用于实现提高运行效率的控制方法。变速驱动器(vsd)通常用于控制同步和异步电动机的运行速度。vsd包括用于将ac线路输入电压转换成dc电压的转换器，具有dc母线和电容器存储器的dc链路总线以及用于向电动机负载提供可变ac输出电力的逆变器。转换器可以是无源或有源转换器。如果提供了有源转换器，则能够获得某些益处，诸如控制电动机和相关联的设备的运行功率因数并降低谐波噪声。有源转换器通常包括半导体开关，诸如igbt，其切换电流以实现低谐波输入电流和dc母线电压。dc母线的额定电压是至vsd的源输入电压和vsd提供给电动机的输出电压的函数。在商业和工业设备中，需要更高的输入和输出电压，且通常需要额定为1700伏的igbt模块或高电压igbt以满足所需的输出电压从而驱动电动机。也可以使用其它开关，包括但不限于mosfet、sicmosfet和gan晶体管。额定为1700伏特的igbt产生了增加的开关损耗，这导致了vsd的效率特性降低。相比之下，1200v的igbt模块或低电压igbt的特征在于较低的开关损耗和增加的效率，但其受限于较低的dc母线电压。目前，使用三种不同的方案来控制vsd。一些应用在vsd转换器中采用三级开关，当igbt额定于较低的电压时，该vsd转换器需要两倍的igbt数量。虽然在那种情况下可以使用低电压igbt，但是这种方法增加了vsd的复杂性和成本。在另一种方案中，可以采用无源前端，然而，谐波电流将被反射回电力系统并且需要在电压源处额外的滤波器以满足谐波标准。最后，第三种方法采用高电压igbt模块，其导致与vsd相关联的更高的损耗和额外的成本。本公开提供了一种用于降低vsd的dc母线电压以使低电压igbt适应被用于vsd中，同时仍然实现足以从逆变器提供增加的ac电压输出的dc链路电压的方法和系统。所公开的系统和/或方法的预期优点满足了这些需求中的一个或多个或提供了其他有利的特征。根据本说明书，其他特性和优点将变得显而易见。所公开的教导扩展到落入权利要求的范围内的那些实施例，而不管其是否实现了上述需要中的一个或多个。技术实现要素：一个实施例涉及一种具有有源转换器的vsd，其包括控制器、电感器、功率级、dc链路和逆变器。有源转换器被控制以接收输入ac电压并输出升高的dc电压。输入电压可以从240v变化至635vrms以将dc链路调节至高达850vdc。逆变器将该电压转换成从0至575伏的ac。控制器通常被配置成以等于零的无功输入电流幅值运行。本公开所述的实施例的某些优点包括可以通过战略软件修改来实施以控制有源转换器将无功电流分量添加到vsd的输入电流的方案。本公开的另一个优点是电压源转换器的降低的dc母线运行电压允许在vsd的输入和输出端使用与无效率的高电压igbt相比额定为较低的电压，例如，1200v的igbt模块以及允许较低的损耗。另一个优点是vsd的增加的运行效率。替代的示例性实施例涉及其他特征和如可能通常在权利要求中所记载的特征的组合。附图简述图1示意性地示出本发明的大体的系统配置。图2示意性地示出本发明的变速驱动器的实施例。图3示意性地示出能够与本发明一起使用的制冷系统。图4示出有源转换器布置的示例性实施例。图5示出用于实施具有降压半导体开关的有源转换器的示例性pwm切换网络。图6为在满负载下的示例性vsd运行的矢量表示。图7为vsd在轻负载下的示例性运行的矢量表示。图8为在轻负载下具有被插入pwm调制算法中的无功电流的vsd运行的矢量表示。具体实施方式图1和2大体地示出本发明的系统配置。ac电源102向vsd104供给ac电力，vsd104转而向电动机106供给ac电力。电动机106优选地用于驱动制冷或冷却器系统的相应的压缩机。ac电源102从存在于现场的ac电网或配电系统将三相、固定电压和固定频率的ac电力提供至vsd104。ac电网能够直接由电力事业公司供给或能够由位于电力事业公司和ac电网之间的一个或多个变电站供给。ac电源102能够优选地根据相应的ac电网以50hz或60hz的线路频率将200v、230v、380v、460v或600v的三相ac电压或线路电压供给至vsd104。要理解的是，ac电源102能够根据ac电网的配置将任何合适的固定线路电压或固定线路频率提供至vsd104。此外，特定的场所能够具有多个ac电网，其能够满足不同的线路电压和线路频率要求。例如，一个场所可能具有230vac电网以处理某些应用以及460vac电网以处理其他应用。接下来参考图2，vsd104从ac电源102接收具有特定固定线路电压和固定线路频率的ac电力，并以所期望的电压和所期望的频率向电动机106提供ac电力，这两者都能够进行变化以满足特定要求。优选地，vsd104能够向具有比从ac电源102接收的固定电压和固定频率更高的电压和频率或更低的电压和频率的电动机106提供ac电力。图2示意性地示出在vsd104的实施例中的一些组件。vsd104能够具有三级：转换器202、dc链路204和逆变器206。转换器202将来自ac电源102的固定线路频率、固定线路电压的ac电力转换为dc电力。dc链路204过滤来自转换器202的dc电力并提供能量存储部件，诸如电容器208和/或电感器(未示出)。逆变器206将来自dc链路204的dc电力转换为用于电动机106的可变频率、可变电压的ac电力。电动机106可以是能够以可变速度驱动的感应电动机。感应电动机能够具有包括两电极、四电极或六电极的任何合适的电极布置。感应电动机用于驱动负载，优选地为如在图3中所示的制冷或冷却器系统的压缩机。图3大体地示出本发明的被连接至制冷系统的系统。如在图3中所示，hvac、制冷或液体冷却器系统300包括压缩机302、冷凝器304、蒸发器306和控制面板308。控制面板308能够包括各种不同的组件，诸如模数(a/d)转换器、微处理器、非易失性存储器和接口板，以控制制冷系统300的运行。控制面板308还能够用于控制vsd104和电动机106的运行。压缩机302压缩制冷剂蒸气并通过排放线路将蒸气输送至冷凝器304。压缩机302优选地是离心式压缩机，但也能够是任何合适类型的压缩机，例如螺杆式压缩机、往复式压缩机等。由压缩机302输送到冷凝器304的制冷剂蒸气进入与流体(例如空气或水)的热交换关系，并由于与流体的热交换关系而经历成为制冷剂液体的相变。来自冷凝器304的冷凝的液体制冷剂流过膨胀装置(未示出)至蒸发器306。蒸发器306能够包括用于冷却负载的供应线路和返回线路的连接。二次液体，例如，水、乙烯、氯化钙盐水或氯化钠盐水经返回线路行进至蒸发器306中并经供应线路离开蒸发器306。蒸发器306中的液体制冷剂进入与二次液体的热交换关系以降低二次液体的温度。由于与二次液体的热交换关系，蒸发器306中的制冷剂液体经历成为制冷剂蒸气的相变。蒸发器306中的蒸气制冷剂通过吸入线路离开蒸发器306并返回至压缩机302以完成循环。要理解的是，能够在系统300中使用冷凝器304和蒸发器306的任何合适的配置，只要获得在冷凝器304和蒸发器306中的制冷剂的适当相变。hvac、制冷或液体冷却器系统300能够包括未在图3中示出的许多其他特征。为了便于说明，这些特征有意地被省略以简化附图。而且，虽然图3将hvac、制冷或液体冷却器系统300示为具有一个连接在单个制冷剂回路中的压缩机，要理解的是，该系统300能够具有多个压缩机，其由单个vsd或多个vsd供电，其被连接至一个或多个制冷剂回路中的每一者中。优选地，控制面板308、微处理器或控制器能够向vsd104提供控制信号以控制vsd104(以及可能的电动机106)的运行，以根据由控制面板308接收的特定传感器读数来为vsd104和电动机106提供最佳运行设置。例如，在图3的制冷系统300中，控制面板308能够调节vsd104的输出电压和频率以便对应于制冷系统中的变化条件，即，为了获得电动机106的所期望的运行速率和压缩机302的所期望的负载输出，控制面板308能够响应于增加或减小在压缩机302上的负载条件来增加或减小vsd104的输出电压和频率。返回参考图2，转换器202可以是具有绝缘栅双极晶体管(igbt)的脉宽调制(pwm)升压转换器或整流器，以便向dc链路204提供升高的dc电压以从vsd104获得最大的基本rms输出电压，其大于vsd104的标称rms基本输入电压。在本发明的优选实施例中，vsd104能够提供大于被提供给vsd104的固定标称基本rms输入电压的最大输出电压和大于被提供至vsd104的固定输入频率的最大基本rms输出频率。而且，要理解的是，vsd104能够包含不同于图2中所示的组件，只要vsd104能够向电动机106提供适当的输出电压和频率。接下来参考图4，示出了有源转换器或整流器模块202的实施例。每对电力开关中的其中一个电力开关是igbt450，其被连接至反向或反向并联二极管452。反向或反向并联二极管452用于在当vsd104以脉宽调制模式运行时关闭另一个电力开关igbt450之后传导电流。igbt450和反向二极管452连接在电路保护装置和三相线路电感器416的输出和dc母线412的负轨之间。然而，在本发明的另一实施例中，多个igbt450和反向二极管452能够连接在电路保护装置及三相线路电感器416的输出和dc母线412a的正轨之间，如图4中所示。电路保护装置416可以包括用于保护被连接到装置416的负载侧的vsd电路部件的电感器、断路器、熔断器和其他设备。接下来参考图5，由控制器308在转换器202中实施脉宽调制技术以提供三相升压整流器。可以在位于控制器中的数字信号处理器(dsp)中实施三相pwm升压整流器的闭环控制。对于pwm控制方法的示例性实施例，参见例如“三相pwm转换器的建模和控制”(“modelingandcontrolofthree-phasepwmconverters”)，1995年弗吉尼亚州黑堡弗吉尼亚理工学院暨州立大学的silvahiti的博士论文。三相升压整流器/转换器202的功率级包括三相切换网络。该切换网络需要由pwm调制器10生成的六个pwm选通信号12。pwm调制器10基于由升压整流器的控制回路提供的输入(dq和dd)来生成选通信号12。在连续地接通半导体预充电装置或为不具有辅助igbt的转换器闭合供应接触器(未示出)之后可以启用升压整流器的运行。在实施例中，pwm调制器10接收信号dα_sat和dβ_sat，信号dα_sat和dβ_sat是从使用从笛卡尔坐标系到极坐标系的变换的坐标变换14获得的。选通信号12可以由变量gap、gan、gbp、gbn、gcp和gcn表示，其中gxy表示各个选通信号，x标示整流器的相位，且y标示其是用于被连接至正dc轨(p)还是负dc轨(n)的igbt的选通信号。可以基于vsd的大小和满载安培(fla)设置来选择pwm调制器方法。如果fla低于预定阈值，则pwm调制器可以是连续空间矢量调制；如果fla大于或等于预定阈值，则可以应用不连续的空间矢量调制。在过调制模式下运行的pwm调制器还可以用于在较高的输入电力线路电压下实现稳定的dc母线电压，这扩展了vsd的稳定性范围。pwm调制器利用了空间矢量调制(svm)。在svm中，dα_sat和dβ_sat被定义为复平面(dα+j·dβ)中矢量d的实部和虚部。然后基于d的幅值和相位来生成选通信号gap、gan、gbp、gbn、gcp和gcn。svm在可逆计数器(up-downcounter)上运行，该可逆计数器的频率为升压整流器的切换频率。该计数器的周期为整流器的切换周期或切换循环tsw。切换周期tsw的一半是采样周期tsmp。在每个采样周期中，为下面的采样周期确定选通信号gap、gan、gbp、gbn、gcp和gcn。控制系统308还包括电力系统电压相位跟踪算法18，其在感测模块20处感测输入电压va和vb。在感测模块24处感测输入电流，且在感测模块26处感测dc链路上的电压。感测的数据滤波器22被应用至输入电压和电流并被变换成所期望的形式，例如，从笛卡尔坐标或abc变换成极坐标或静止的dq坐标，其也被称为d通道和q通道电压和电流。为了实现单位功率因数，传统的pwm控制器将有源转换器线路电流的相位与源电压的相位匹配。为了实现单位功率因数，在电力系统的无功和有功电流分量控制模块16的电流感测回路中将参考电流iq_ref设置为零。有源转换器202被配置为在dc链路上提供升高的dc电压，至850v。在满负载运行的635v电源输入电压下，转换器能够在用于额定为1200v的半导体开关的额定限值内运行并且仍然维持为例如，850vdc的稳定dc链路电压。这通常是由于电源阻抗上的压降而导致的。然而，在减小的负载下，为了将逆变器输出维持在可接受的电压水平上，dc母线电压必须增加至870vdc，其在传统的运行参数下将需要更高的额定电压，即1700v，以用于半导体开关。为了保持相同的输出电压并调节dc链路处于850vdc的最大值，可以将参考电流iq_ref设置为非零幅值或值，这通过三相切换网络16将无功分量添加至该电流。图6和7分别示出了用于在635v输入rms线路电压、满负载(图6)和轻负载和减小的负载(图7)下的vsd运行的矢量表示。在图6中，随着vsd在满负载或接近满负载下运行，可以使用过调制技术得到850vdc的dc母线电压，且同时维持vsd104的稳定运行。图6示出示例性的满负载参数，vsd在约1410安培的满负载电流下运行。被应用于电感器lc的ac源电压(vinp)102为498.4v相电压峰值。电感器lc上的电压降(vind)为22.3v相电压峰值，其具有与输入电压矢量(vinp)正交的相位角，且矢量vinp和vind之和产生为498.9伏相电压峰值的转换器电压vconv。因此，使用pwm过调制技术，在图6中所示的实例中可实现498.9伏的转换器电压。因此，在满负载运行下，vsd保持了稳定的运行。接下来参考图7，在这个实例中，vsd104在轻负载，例如，89.73安培的输入电流下运行。为了将dc链路控制在850vdc，vinp为514v峰值，且vind为1.42v峰值。因此，vconv必须是514v峰值，这是在使用或不使用过调制的情况下不可实现的幅值。对于要被控制为514v的vconv而言，dc母线电压必须增加至870vdc，这通常需要使用额定为1700v的半导体开关以实现可接受的可靠性。由于1700v半导体开关对于vsd应用来说是不可取的，因此公开了一种替代方法以实现所期望的运行参数。参考图8，为了实现在850vdc母线电压下转换器的稳定运行，可以引入无功电流，其将所需的转换器电压(vconv)降低至可用850vdc母线实现的值。电感器上的电压矢量vind和vinp产生所需的转换器电压矢量(vconv)。因为被添加至系统的无功电流，输入电感器和输入线路电压的矢量和产生了更低的vconv电压(见图8)。在图8中所示的实例中，添加92安培的无功电流分量ir，vind以关于电流矢量(itotal)为90°的角度进行相移，其导致可用850vdc母线实现的512.6v的vconv。iinp的无功电流分量是通过在控制器中插入用于正交电流(iq_ref)的参考电流的预定幅值来产生的，其产生了用于vind的所期望的相移θ。控制系统308监控dc链路电压上的dc纹波作为变速驱动器104的稳定性的指示。当变速驱动器上的负载很高时，在dc链路电压上的纹波相对较小，且变速驱动系统稳定，如在图6至8的说明中所指出的。当变速驱动器上的负载很高且正在减小时，dc链路电压上的纹波将最终超过预定的阈值纹波。电力系统的无功和有功电流分量控制16开始注入无功电流以稳定dc链路电压。进一步的负载减小导致在dc链路电压上的纹波最终超过预定的阈值纹波，这需要由电力系统的无功和有功电流分量控制16注入的无功电流的进一步增加以稳定dc链路电压并且因此稳定变速驱动器104的稳定性。相反地，当变速驱动器104上的负载很低且正在增加时，当在注入的无功电流水平上的dc纹波下降到第二预定阈值纹波以下时，其中第二预定阈值纹波小于预定阈值纹波，电力系统的无功和有功电流分量控制16则减小注入电流的幅值。该过程可能以一系列的步骤发生直到不再需要注入的无功电流来保持dc链路电压的稳定性并且因此保持变速驱动器的稳定性为止。见图6至8的关于变速驱动器104的运行的描述。虽然上面公开了pwm的示例性版本，但是所公开的方法和系统不限于特定的pwm方法。其他的pwm方法在“用于ac调速驱动器中的pwm整流器的控制技术的比较研究”(“acomparativestudyofcontroltechniquesforpwmrectifiersinacadjustablespeeddrives”)，m.malinowski等人，ieee电力电子会刊，第18卷，第6期(2003年11月)。应理解的是，本申请不限于在说明书中所述的或在附图中示出的细节或方法。还应理解的是，本文采用的措辞和术语仅用于描述的目的且不应被视为限制。虽然在附图中所示和在本文所描述的示例性实施例是优选的，但应理解的是，这些实施例仅是作为实例提供的。因此，本申请不限于特定实施例，而是扩展到依然落在所附权利要求书的范围内的各种修改。任何过程或方法的步骤的顺序或序列可以根据替代的实施例进行变化或重新排序。本申请考虑了用于在任何机器可读介质上完成其运行的方法、系统和程序产品。本申请的实施例可以使用现有的计算机处理器或通过为了这个或另一个目的而并入的用于适当系统的专用计算机处理器或通过硬连线系统来实施。重要的是，要注意到，如在各种示例性实施例中所示的变速驱动器的构造和布置仅仅是说明性的。尽管在本公开中仅详细描述了几个实施例，但是查看本公开的那些人员将容易地理解到，在实质上不脱离在权利要求书中所述主题的新颖教导和优点的情况下，许多修改都是可能的(例如，各种元件的大小、尺寸、结构、形状和比例、参数值、安装布置、材料的使用、颜色、定向等的变化)。例如，被示为一体形成的元件可以由多个部件或元件构成，元件的位置可以进行翻转或以其他方式进行变化，且离散元件或位置的性质或数量可以进行改变或变化。因此，所有这些修改旨在被包括在本申请的范围内。任何过程或方法的步骤的顺序或次序可以根据替代的实施例进行变化或重新排序。在权利要求书中，任何装置加功能条款旨在涵盖在本文中被描述为执行所述功能的结构且不仅仅涵盖结构等同物，而且还有等同结构。在不脱离本申请的范围的情况下，可以在示例性实施例的设计、运行条件和布置中进行其他替换、修改、变化和省略。应指出的是，尽管本文的附图可以显示方法步骤的特定顺序，但应理解的是，这些步骤的顺序可能与所描述的不同。还可以同时或部分同时地执行两个或更多的步骤。这种变化将取决于所选择的软件和硬件系统以及设计人员的选择。应理解的是，所有这些变化都在本申请的范围内。同样地，软件实施方案可以用具有基于规则的逻辑和其他逻辑的标准编程技术实现以实现各种连接步骤、处理步骤、比较步骤和决策步骤。当前第1页12当前第1页12