用于促进绝热的电容器间电荷传输的具有电感器的DC‑DC变压器的制作方法

文档序号:13453411
用于促进绝热的电容器间电荷传输的具有电感器的DC‑DC变压器的制作方法

本申请要求于2015年3月13日提交的第62/132,934号美国临时申请的优先权日的权益。其内容全部合并于此。

技术领域

本公开涉及功率转换,并且尤其涉及DC功率转换。



背景技术:

通过将调节器与电荷泵串联放置来获得已知的电力转换器。这种调节器的示例通过将电感器切换至一个状态并根据某个开关占空比切换到第二状态来运行。该调节器中的电感器执行两个功能。一是用于控制该转换器的输出电压。另外一个是用于提高该电荷泵内的电容器中的绝热电荷转移。

在美国第8,860,396号专利、美国第8,743,553号专利、美国第8,503,203号专利、美国第8,693,224号专利、美国第8,339,184号专利、美国第8,619,445号专利、美国第8,723,491号专利以及美国第8,817,501号专利中描述了根据上述原则运行的所知电力转换器,其全部内容通过引用全部合并于此。



技术实现要素:

本发明基于调节器进行调节并促进绝热的电荷转移的双重功能可由不同的组件执行的认识。

本发明包括减少总是用来执行两种功能的组件的功能性,并对其重新放置以使得其不再执行那些功能的一个功能。增加了新的电路组件以执行曾经是现有的元件所执行的功能。因此本发明完成了具有现有技术中不需要的附加组件的更加复杂的电路。

本发明通过增加了必须放置在管芯(die)上的组件的数目,减少了电路所需的管芯面积。

除了减少芯片面积之外,此处描述的本发明还填补了在整体电力转换器的性能中的某些孔,并使在电荷泵内部执行更多的变压成为可能,其中能最有效地完成该处理。

通常情况下,一个或多个电力转换器的布置由多个部分的相互连接的组合制备而成,所述多个部分至少包括“变压器”、“磁性滤波器”和“电流调节器”,其中这些符号没有进一步的隐含的含义。

该电力转换器具有端子,其包括第一对端子和第二对端子,其也称为“控制器”对端子。在至少某些实施例中,操作电力转换器控制着受控的一对端子之间所测量的电压。典型地,该电力转换器接受来自电源(例如非调节的电压电源)的在第一对端子处的功率,其也称作“被供电”对端子,并以受控的电压在第二对端子处提供功率(例如至实质上的电阻性的负载),其也称作“负载”对端子。应该理解的是,也可以使用其它布置。

该变压器没有与传统的磁性芯交流电“变换器”相混淆,其具有最少三个端子并包括电容器的开关式布置。通常,变压器中的开关的顺序运行在该变压器的第一对端子与变压器的第二对端子之间,产生了通常为合理倍数的变压。通常,一对端子与另一对端子相比与较高的电压相关联。这些对端子以下分别被称为“高电压”对端子和“低电压”对端子。

开关的顺序运行使电荷在变压器的电容器之间转移。电荷的转移率受限于通过变压器的端子中的至少一个端子的电流。此端子将被称为“电荷转移率约束”端子。

当变压器的至少一个电容器中的电容器之间的电荷转移率在至少某些时间内例如被在电荷转移率约束端子处的电流约束时,变压器被认为是“绝热的”。如果至少某些电荷转移受控而不必是全部电荷转移,则变压器称为“部分地绝热”。否则该变压器是“完全地绝热的"。

该磁性滤波器包括耦合至没有任何开关动作的电路路径中的两个端子。该磁性滤波器抵制流经端子中的至少一个的电流的变化,以下简称为磁性滤波器的“过滤的端子”,并在电力转换器的稳态运行期间通常保持通过该过滤的端子的基本上恒定的电流。在某些实例中,联结端子的电路路径包括被动的电感器。任何情况下,因为在两个端子之间的路径不需要开关,所以路径上没有必须尺寸化或选为容纳运行期间可能呈现在路径上的最大电压或电流的开关。

该电流调节器具有至少两个端子,并且包括至少一个电感器的开关式布置。通常,该电流调节器的一个或多个开关的受控的顺序运行控制流经段子中的至少一个的电流,以下简称为该电流调节器的“受控的端子”。通常,尽管该电流调节器可以调节电流流动,电流流动的规则可以基于该输出电压(例如时间平均电压),其可以在电流调节器的一对端子之间测量,或在其它端子之间或该电力转换器的接口处测量。

许多实施例的共同特征在于该电力转换器的变压器、磁性滤波器和电流调节器的布置为该磁性滤波器的过滤的端子直接耦合(即,没有插入开关)至该变压器的第一端子,并且该第一端子是电荷转移控制端子。优选地,该磁性滤波器于是耦合至低电压对端子,可以认识到,通常,在变压器的低电压端子处的电流流动大小高于在高电压端子处的电流流动大小。

另一个公共的特征是该电流调节器的受控的端子直接耦合(即,没有插入开关)至变压器的第二端子(不同于第一端子)。第二端子可以但不是必须的是该变压器的电荷转移率控制端子。

在某些示例中,该电流调节器耦合至该变压器的多个端子,或耦合至该电力转换器的多个单独的变压器部分。在其它的示例中,多个电流调节器或具有多个单独受控的端子的电流调节器耦合至该变压器的多个段子或耦合至多个单独的变压器。

在该电力转换器的运行中,该电流调节器控制以在该电力转换器的受控的端子处实现受控的电压。

变压器、磁性滤波器和电流调节器的许多配置可以分组成(可能重叠的)被称为“串联”、“总和”和“伪串联”类,而这些名字并不意味着任何特别的属性。

配置的串联类包括多个配置,其中该电流调节器、变压器和磁性滤波器在该电力转换器的第一对端子和第二对端子之间串联连接。在这些配置的至少某些配置中,该磁性滤波器耦合至电力转换器的受控的/负载端子,并且该电流调节器耦合至该调节器的被供电的端子(powered terminal)。在这些配置的至少其它的配置中,该磁性滤波器耦合至电力转换器的被供电的端子,并且该电流调节器耦合至该电力转换器的受控的端子。

该总和类和伪串联类的配置包括其中该电流调节器的一个受控的端子耦合至该电力转换器的受控的端子的配置。该变压器也经由该磁性滤波器耦合至相同的(或可能为不同的)该电力转换器的受控的端子,以使得该磁性滤波器提供从该变压器的电荷转移率控制端子到该受控的端子的路径。在该总和类的至少某些配置中,该电流调节器的另一个端子耦合至该变压器,以使得在运行中,对该电流调节器的控制影响该变压器的第一对端子或第二对端子上的电压。例如,如果该变压器的第一对端子的端子经由磁性滤波器耦合至电流调节器的受控的端子也耦合至的该电力转换器的受控的端子,然后该电流调节器的另一个端子耦合至该变压器的第二对端子的端子。

该总和类的配置包括多个配置,其中存在从该电力转换器的第一对端子的端子至该电力转换器的第二对端子的端子的路径,其流经该电流调节器而没有流经该变压器。

该伪串联类的配置包括多个配置,其中该变压器通过经由磁性滤波器而不是电流调节器的第一路径以及通过经由电流调节器而不是磁性滤波器的第二路径,耦合至该电力转换器的受控的端子。

该总和类和伪并联类的至少某些配置的优点在于一些功率通过磁性滤波器而不是电流调节器流动通过电力转换器。因为该磁性滤波器在通过磁性滤波器的功率流动路径上引入开关,所以减少了功率损耗(例如开关中的电阻性损耗和电容性损耗),并且提高了该电力转换器的综合效率。

任一类的至少某些配置的优点在于,相比于其它配置,由转换的功率支持的端子电压的组合数量或范围可以提高,其中,所述其它配置受对该电流调节器的其一对端子之间的电压差的限制影响,所述电压差小于阈值电压。

至少某些配置的另一个优点在于,相比于其它配置,对于变换的电压和/或电流调节器的开关的电压或电流处理要求可以减少。这些减少的要求可以导致物理上较小的半导体器件,其可以减少在某些或所有电力转换器的集成电路实现的尺寸。

在一方面,本发明的特征在于用于变电的装置。此装置包括具有电荷泵的电力转换器、调节由该电力转换器提供的功率的第一调节器,和连接至该电荷泵的端子的磁性滤波器。选择该磁性滤波器所连接的特定端子以促进该电荷泵内的绝热的电容器间电荷传输。

实施例包括该电荷泵包括第一端子和第二端子。在运行中,该第一端子保持在第一电压并且该第二端子保持在第二电压,其中该第二电压小于该第一电压。在这些实施例中,该磁性滤波器连接至第二端子,第二端子是具有较低电压的端子。

在其它实施例中,该第一调节器被布置以截取由该电力转换器提供的第一部分的功率。同时,该电荷泵被布置以截取该电力转换器提供的第二部分的功率。该磁性滤波器也被设置以截取该第二部分。该第二部分比第一部分在量值上大。

在其它实施例中,该第一调节器被设置以截取由该电力转换器提供的第一部分的功率。同时,该电荷泵被设置以截取该电力转换器提供的第二部分的功率。该磁性滤波器二被设置以截取该第二部分。该第一部分和第二部分在该电力转换器的输出处结合。

在另一实施例中,该磁性滤波器和第一调节器都连接至该电力转换器的输出。在此实施例种,该第一调节器连接至该第一端子。同样在这些实施例中,第一调节器包括也连接至该第一端子接地端子。

在另一实施例中,该电荷泵包括第一电荷传输路径和第二电荷传输路径。在这些实施例中,第一调节器连接至该第一电荷传输路径,以及该磁性滤波器连接至第二电荷传输路径。在这些实施例中,第二电荷传输路径具有大于第一电荷传输路径的电流,第一电荷传输路径具有大于第二电荷传输路径的电流。同样在这些实施例中,存在第二调节器,并且该磁性滤波器是该第二调节器的组成部分。在这些实施例的某些实施例中,第一调节器以第一占空比运行,并且第二调节器以第二占空比运行,第二占空比和第一占空比独立地被控制。

某些实施例包括:控制器,用于根据该电力转换器的输出控制该调节器的运行。其它实施例包括:时钟,被配置为将时钟信号提供至该调节器或该电荷泵。

同样在这些实施例中具有控制系统,控制系统被配置为根据该电力转换器的所测量的输出,控制该电力转换器的运行。在这些实施例中具有控制器以控制该调节器、那些实施例中具有控制器以控制该电荷泵或者那些实施例具有两者,那些实施例具有可接收时钟信号的时钟信号输入,在那些实施例中控制器具有数字输入,在那些实施例中控制器具有模拟输入,以及以上所述的任意组合。

可使用各种电荷泵和调节器。例如,在实施例中,有的具有多相电荷泵、有的具有单相电荷泵、有的具有多级电荷泵、有的具有双相电荷泵、有的具有谐振电力转换器、有的具有开关式电力转换器、有的具有降压转换器、有的具有双向调节器、以及有的具有多相调节器。

在某些实施例中,该电荷泵包括通过开关组相互连接的电容器。在运行期间,该第一组的开关与该第二组的开关在状态上是相反的。

在某些实施例中,该电荷泵是可重配置的电荷泵。在这些实施例中,其中该调节器被配置用于在该电荷泵的重配置期间从提供第一电压转变至提供第二电压。

在另一方面,本发明的特征在于用于变电的装置。此装置包括具有电荷泵的电力转换器、调节由该电力转换器提供的功率的第一调节器,和连接至该电荷泵的端子的磁性滤波器。选择该磁性滤波器所连接的特定端子以促进产生该电荷泵内的电容器间电荷传输中的约束。

在另一个方面,本发明的特征在于一种存储数据结构的非暂时性计算机可读介质,该数据结构有待于被在计算机系统上执行的程序操作,其中,当被这样的程序操作时,该数据结构生成至少部分用于制作包括该数据结构描述的电路的集成电路的处理;其中该数据结构描述的电路包括开关网络,该开关网络已经配置为与电力转换器一起使用,该电力转换器包括电荷泵、被配置为调节由该电力转换器提供的功率的第一调节器、和连接至该电荷泵的端子的磁性滤波器,并且选择该端子以促进该电荷泵内的绝热的电容器间电荷传输。

根据下述详细说明和附图,本发明的这些和其它特征将会很明显,其中:

附图说明

图1示出了电力转换器的一个实施例;

图2示出了与诸如图1所示的电力转换器共同使用的开关电容器电荷泵;

图3A示出了连接至随着图2的电荷泵通过其各种状态而改变时将要形成或未形成的各种电容器网络的端子;

图3B示出了与用于图2的电荷泵的开关的第一配置相应的第一电容器网络;

图3C示出了与用于图2的电荷泵的开关的第二配置相应的第二电容器网络;

图4示出了图2的4-端子电荷泵的框图;

图5示出了图3A的3-端子电荷泵的框图;

图6A示出了可以在诸如图1所示的电力转换器中使用的典型调节器的组件;

图6B-6D示出了用于与诸如图1所示的电力转换器一起使用的可选的调节器;

图7A-7B示出了可以被用于图1的实施例的磁性滤波器;

图8示出了其中二极管用于引导在该电荷泵的停滞时间期间无处可去的磁性滤波器中的电流的实施例;

图9示出了还具有并联(parallel)电荷泵和并联磁性滤波器的图1的电力转换器;

图10示出了还具有共享共同的电感器的磁性滤波器的图9的电力转换器;

图11示出了还具有包括共享共同的电感器的开关的调节器的图1的电力转换器;

图12示出了还具有四端子电荷泵的与图1类似的实施例;

图13示出了具有通过电力转换器的分支功率路径的实施例;

图14A示出了实现了图13的分支功率路径的电路,其具有输入电压分流,以使得送达到该调节器的电压是送达到电荷泵的电压的两倍;

图14B示出了实现了图13的分支功率路径的电路,其具有输入电压分流,以使得送达到调节器的电压是送达到电荷泵的电压的一半;

图15A示出了具有通过电力转换器的分支功率路径的另一实施例;

图15B示出了实现了图15A的该分支功率路径的电路;

图16A示出了适合用与图15A中示出的架构一起使用的隔离的电荷泵;

图16B示出了图16A所示的隔离的电荷泵的单相实施方式(single-phase implementation);

图16C示出了图16A所示的隔离的电荷泵的双相实施方式(two-phase implementation);

图17A-17D示出了图15A所示的架构的变体;

图18A-18C示出了具有用接地的电荷泵的分支功率路径的电路拓扑;

图19A-19C示出了除了用接地的调节器代替电荷泵,与图18A-18C类似的电路拓扑;

图20示出了显示与图1、12、13和15A的实施例共同的功能的电力转换器;

图21A示出了调节的电荷泵;

图21B-21C示出了用于图21A的调节的电荷泵的开关配置和网络状态;

图22A示出了开关已经被删除的图21A的调节的电荷泵;

图22B示出了用于图22A的调节的电荷泵的开关配置;

图23A示出了具有稳定电容器的图22A的调节的电荷泵;

图23B-23C示出了用于图23A的调节的电荷泵的开关配置和网络状态;

图24A示出了其中调节器的两个开关都被移除的调节的电荷泵;

图24B示出了用于图24A的调节的电荷泵的开关配置;

图25A-26B示出了用于图24A的调节的电荷泵的附加开关配置和网络状态,其中只存在三种状态和操作电荷泵所需的配置;

图27A是图24A的调节的电荷泵的双相实施方式;

图27B示出了用于图27A的调节的电荷泵的网络状态。

具体实施方式

电荷泵具有高电压端子和低电压端子。由于能量守恒,该高电压端子与低电流关联,反之该低电压端子与高电流关联。原则上,该调节器可以放置在任一端。

然而,为了使该调节器中的电感器参与到该电荷泵中的所有电容器的绝热充电,将该调节器连接至该低电压侧是重要的。对这种配置存在两种缺点:一是物理缺点,另一个是操作缺点。

物理缺点源于电荷泵的低电压端子具有大量的从其出来的电流。这意味着调节器内的开关必须能够容纳非常高的电流。这最经常是通过使实施开关的晶体管物理上较大,从而在该晶体管内任何一点的电流密度将比较小。遗憾的是,由于此开关消耗了如此多的管芯面积,因此使用较大管芯成为必须。这增加了制造成本以及电力转换器作为整体的尺寸。

操作的缺点源于电荷泵通常比调节器在进行变压上高效。尽管调节器也能够变换电压,但其在做此事方面并不特别有效。其擅长提供电压的精细控制并抑制电流纹波。因此,当要求电力转换器将第一电压转换为第二电压时,优选地是该电荷泵进行尽可能多的变压,并且该调节器进行尽可能少的变压。

有两种限制会对该实现产生不利影响。第一限制是电荷泵设计为大约为特定整数比,n/m。因此,对于给定的输入电压Vin,电荷泵的输出电压Vout为Vin*(n/m)。此比值针对电荷泵的特定配置是固定的。在该调节器的功能中有填补在需要达到电压的目标值的整体因数与该电荷泵产生的因数(n/m)之间的差距。

源于已知的设计的第二限制为最低电压裕度必须存在于调节器的输入与输出之间。如果该调节器放置在该电荷泵的低电压端子处,该电荷泵的输出处的电压与目标电压之间的差值很可能会低于此最低电压裕度。

例如,如果期望的电力转换器输出为1.0伏,并且Vin为4.2伏,可以使用设计为m/n=3的电荷泵来在低电压输出处保持1.4伏。虽然这略微超过了目标电压,但是该调节器旨在填补在1.4伏与期望的1.0伏之间的差距。这是满意的是因为所需要的变压的大部分将由更有效率的电荷泵执行。

然而,如果该输出提供至需要诸如0.6伏最低电压裕度的调节器,那么输出1.0伏将是不可能的。这生成了有多少电力转换器的性能中的差距。

当然,可以通过利用设计为具有m/n=2的电荷泵作为替代来容易地解决此问题。如果这样做,该电荷泵的输出将为2.1伏,其将足以提供0.6电压裕度。然而,将2.1伏变换为期望的1.0伏的工作现在必须由调节器实施,其在这样做上也不是特别有效率。

在第一实施例中,如图1所示,电力转换器10将第一电压V1变换为第二电压V2。该电力转换器10包括串联连接的调节器12和3端子电荷泵14。该3端子电荷泵14具有第一CP端子16、第二CP端子18和第三CP端子17。

连接至调节器控制输出(REG)132的调节器控制器13至少部分基于来自连接至该第二电压V2的反馈线路144的反馈,控制调节器12的开关动作。然而,该调节器控制器13可以依赖于其它诸如前馈线路141、第一中间反馈线路142和第二中间反馈线路143的输入。可以为数字输入或模拟输入的调节器控制输入131使其能够输入用于运行调节器12的设定值。

同时,连接至电荷泵控制输出(SC)152的电荷泵控制器15控制着3端子电荷泵14的开关动作。可以为数字输入或模拟输入的电荷泵控制输入151事其能够输入用于运行该3端子电荷泵14的设定值。

该电力转换器10还包括时钟145,其连接至该电荷泵控制器15和该调节器控制器13两者,以保证开关在正确的时间同步地开启和闭合。

为清楚起见,该调节器控制器13、该电荷泵控制器15和该时钟145已经从某些附图中省略。然而,应当理解它们总是隐含地存在的。

在运行该3端子电荷泵14期间,该调节器12保持该第一CP端子16处于高电压,但是具有流经其的低电流。该第二CP端子18通过该3端子电荷泵14的动作,保持相对低的电压。该第一CP端子16和第二CP端子18都在该第三CP端子17处共享共同的接地基准。

具体地,对于在该第一CP端子16处的输入电压Vh,在该第二CP端子18处的电压为Vh*(m/n),其中m/n为特定电荷泵的限定变压比。然而,该第二CP端子18也具有流过其的较高的电流。在没有损耗的理想情况下,该进入3端子电荷泵14的功率应等于离开该3端子电荷泵14的功率。这意味着在该第二CP端子18处的高电流与低电压的乘积应等于在该第一CP端子16处的高电压与低电流的乘积。

该3端子电荷泵14可以利用诸如Ladder、Dickson、Series-Parallel、Fibonacci和Doubler等许多不同的电荷泵拓扑来实施。这些拓扑中的某些拓扑可以配置为使得与第一CP端子16关联的接地基准和与第二CP端子18关联的接地基准不同,结果形成了具有四个端子的4端子电荷泵74。

图2示出了作为Dickson电荷泵的双相变体的4端子电荷泵74,也称作级联倍增器。除了第一CP端子16和第二CP端子18之外,该4端子电荷泵74还包括第四CP端子116和第五CP端子118。与在3端子电荷泵14中不同,在4端子电荷泵74中的第一CP端子16和第二CP端子18不共享共同的接地基准。作为替代的是,该第一CP端子16在第四CP端子116处具有其自己的接地基准,并且第二CP端子18在第五CP端子118处具有其自己的接地基准。

该4端子电荷泵74的特征在于导致第一状态与第二状态之间的转变的开关网络。该4端子电荷泵内部的开关式电容器网络21依赖于这些开关中的哪些开关是开启且哪些开关是闭合的,而在第一状态与第二状态之间交替。第一开关配置导致该开关式电容器网络21从第一状态转变至第二状态。第二开关配置导致该开关式电容器网络21从第二状态转变至第一个状态。电荷泵动作源于开关的结果,该开关导致该开关式电容器网络21在这些状态之间转变。

在运行中,不同的电流量会流动通过不同的开关。因此,对开关以适合流动通过它们的电流的方式来尺寸化是有用的。例如,连接至第二CP端子18和第五CP端子118的开关比图2中的其它开关传送更多电流。通过使这些开关比其它开关大,避免了对于具有不必要的大开关的需要并因此导致较小的电路元件封装(footprint)。这也避免了不必要的额外的与开关的尺寸成比例的电容性损耗。

图3A示出了将要连接至该4端子电荷泵74的开关式电容器网络21的端子。该4端子电荷泵74不间断地在状态之间转变,每个状态都是不同的电容器网络。在下面的讨论中,图2所示的开关式电容器网络21将只以一种状态或另一种状态显示。因此,图2所示的开关的增殖将不再需要显示。

当然,没有一个状态可以认为真正地定义该4端子电荷泵74,至多可能识别定义电影的一帧。在识别中,该开关式电容器网络21在图3A中显示为空白屏幕。第一状态21A或第二状态21B都可以投射到此空白屏幕中。在图3A中存在的实际开关式电容器网络将取决于观看其的精确时间。有时该开关式电容器网络21会处于如图3B所示的第一状态21A,有时其会处于如图3C所示的第二状态21B。

第一状态21A和第二状态21B基本上是对称的。尽管拓扑看起来相同,仔细观察图3B和图3C将展现电容器具有开关位置。此开关位置是图2所示的开关所完成的。

在图4所示的4端子电荷泵74中,存在三条内部电荷传输路径。位于第五CP端子118与第二CP端子18之间的第一电荷传输路径承载第一电流iP。此第一电荷传输路径承载最高电流。位于第一CP端子16与第二CP端子18之间的第二电荷传输路径承载第二电流iH。位于第五CP端子118与第四CP端子116之间的第三电荷传输路径承载第三电流iL。因此存在于第二CP端子18处的电流总和为(iP+iH)。其近似等于N*iH,其中N取决于该开关式电容器网络21的拓扑。在此实施例中,因为接地之间存在电荷传输路径,所以接地并不是完全隔离的。

可以通过将该第四CP端子116与第二CP端子18短接,以及将第五CP端子118与3端子电荷泵14的第三CP端子17短接,从4端子电荷泵74生成该3端子电荷泵14。图5所示为所得电荷泵的框图。

从图5可以显而易见地得出,在3端子电荷泵14的内存在两条内部电荷传输路径。位于该第三CP端子与第二CP端子18之间的第一电荷传输路径承载第一电流iP+iL。此第一电荷传输路径承载最高电流。位于第一CP端子16与第二CP端子18之间的第二电荷传输路径承载第二电流iH。因此存在于第二CP端子18处的电流总和为(iP+iH+iL)。其近似等于(N+1)iH,其中N取决于该开关式电容器网络21的拓扑。

在图1所示的实施例中,该调节器12位于待变换的第一电压V1与该3端子电荷泵14的第一CP端子16之间。这阻碍了调节器的促进在3端子电荷泵14的电容器中的绝热的电容器间电荷传输的能力。为了提高此能力,优选地将该调节器12连接至第二CP端子18。

将调节器12放置在第二CP端子18处的期望从图3B-3C来看是显而易见的。对该网络拓扑的检查显示耦合至该第二CP端子18的电感器将要耦合至开关式电容器网络21中的所有电容器。因此,其能够同时影响三条所有的电荷传输路径。与之相反,耦合至第一CP端子16的电感器将只能影响第一CP端子16与第二CP端子18之间的第二电荷传输路径。更严重的是,第二电荷传输路径不能承载与第五CP端子118和第二CP端子18之间的第一电荷传输路径传输同样多的电流。因此,为了减少损耗,更重要的是影响第一电荷传输路径。

在图1所示的配置中,调节器12已经部分退出。其仍然能调节在第二CP端子18处的电流。但是其丢失了促进绝热的电容器间电荷传输的能力。

然而,使调节器12连接至第一CP端子16而不是第二CP端子18并不是没有优点。尤其是在该第一CP端子16处,只有很小的电流iH流经该调节器12。这意味着,该调节器12中的各种组件不再必须尺寸化为容纳在该第二CP端子18处的较大电流(iH+iP)。

具体地,在诸如图6A所示的调节器12的普通实施例中,开关20根据占空比周期性地将电感器22连接至第一状态中和第二状态中。此开关20最终承担流经该调节器12的电流的完全冲击。因为实际的开关20使用半导体材料来实现,所以存在开关20过热的某个风险。因为在整块(bulk)材料中产生的热等于电阻与电流密度的乘积,所以减少半导体开关20的过热以使得其能容纳大量的电流的一个方式为简单地将电流在半导体材料的较大面积上分布,从而降低了电流密度。但是,这导致了开关20在半导体管芯上使用了大量的面积。

许多其它的调节器配置具有这种周期性地将电感器连接至第一状态和第二状态以调节的开关20。其它示例如图6B-6D所示,其特征在于图6B中的升压转换器、图6C中的升降压转换器和图6D中的反激式转换器。尽管这些调节器在拓扑上有某些不同,但是它们都具有的特征为对电感器22(或变压器)进行调节的开关20。其它未示出的适宜的调节器包括:反激式转换器、准谐振反激式转换器、有源箝位反激式转换器、交错反激式转换器、Cuk转换器、SEPIC转换器、谐振转换器、多电平转换器、前向转换器、双开关正向转换器、有源箝位前向转换器、交错前向转换器、多谐振前向转换器、半桥转换器、非对称半桥转换器、多谐振半桥转换器、LLC谐振半桥转换器和全桥转换器。

作为如图1所示已经将该调节器12连接至第一CP端子16的结果,该开关20只需要容纳比其连接至第二CP端子18必须要容纳的电流小的电流。当然,该开关20可能需要设计为容纳在第一CP端子处的高电压。然而,这种折衷在大多数设计中是有利的。

将该调节器12连接至第一CP端子16的另一个优点是电感器22不需要如将其连接至第二CP端子18所具有的电感一样大的电感。这减小了电感器22的直流电阻,并因此减小了与通过电感器22的电流相关联的能量损耗。

无论调节器12放置在何处,仍然需要绝热的电容器间电荷传输。随着调节器12内的电感器22不再具有此用途,有必要将另一组件增加至该电力转换器10。这导致了组件数量的增加,结果增加了电路复杂性。

为了促进3端子电荷泵14内的绝热的电容器间电荷传输,图1中示出的实施例的特征在于连接至第二CP端子18的磁性滤波器24。该磁性滤波器24包括电感器,其趋于促进3端子电荷泵14内的绝热的电容器间电荷传输。

图2所示的开关将以某些开关频率在状态之间转变。期望的是,为了减少损耗,该电荷泵14以该开关频率绝热地运行。为了保证这是这种情况的一个方式为选择开关的电阻,以使得这些电阻足够大,如果不大于开关频率,两个电容器间的电荷转移的RC时间常数类似。遗憾的是,这增加了电阻性损耗。该磁性滤波器24使我们减少了开关的电阻,而没有产生实质上的重新分配的损耗,从而绝热地运行。因此,开关可以以最高效率进行最优的尺寸化而不担心重新分配的损耗。每个开关的最优尺寸通过平衡在给定开关频率和给定电流下每个开关的电阻性损耗和电容性损耗来进行选择。

将该调节器12连接至第一CP端子16的又一个优点源于某些动态地可重配置的电荷泵。

在一些情况下,对于图1所示的第一电压V1可能波动很大。可能存在一些时刻,例如,电压降低到足够使得调节器12两端的电压不足以进行适当的操作。这需要降低3端子电荷泵14的变压比,从而对调节器12提供足够宽松的电压来工作。这种动态的重新配置可以利用电荷泵(例如如美国第8,817,501号专利所述)来实施。

当电荷泵处于新配置中时,电荷泵中的电容器两端的电压可能必须改变为适合新的配置。此改变通常必须快速地发生。电容器电压中快速的改变需要非常大的电流。

对某些电荷泵,电容器电压通过在第二CP端子18所存在的无论什么来设置。这种配置的示例为图3A-3C所示,其中显而易见的是电容器两端的电压是该第二CP端子18与第三CP端子17之间的电压的函数。对于这些电荷泵配置,动态的重新配置在电荷泵开始在其新配置中运行时,可以通过该第一CP端子16汲取可观的电流。

如图1所示把调节器12放置在3端子电荷泵14的前面,并仔细地使调节器12的运行与3-端子电荷泵14的重新配置同步,可以避免此干扰。具体地,当该3端子电荷泵14处于旧的配置中时,该调节器12经由第一CP端子16将第一中间电压提供给该3端子电荷泵14。然后,在重新配置实际发生的短暂间隔期间,快速调整该调节器12,从而不提供第一中间电压,其提供更适合于该电荷泵的新的配置的第二中间电压。一旦完成动态的重新配置,该3端子电荷泵14就继续运行。然而此时,该调节器12已经准备好并且等待为其提供第一CP端子16处的正确的第二中间电压。

该磁性滤波器24可以以多种不同的方式生成。图7A示出了该磁性滤波器24的一实施方式,该磁性滤波器24的特征在于第一电感器26,并且,可选地在于电容器28。

图7B示出了可选择的磁性滤波器24,其特征在于除了第一电感器26和电容器28以外还有第二电感器27。该磁性滤波器24的实施例是三阶低通滤波器并因此在衰减高频率上比图7A中的磁性滤波器24更有效。

电荷泵持续地开启和闭合一个或多个开关。尤其是电路中存在电感器时,重要的是每当开关开启时,在电路中流动的电流有去的地方。否则其可能损害开关。

在电荷泵(例如3-端子电荷泵14)的第一状态与第二状态之间,存在停滞时间间隔,其中,在该停滞时间间隔期间该开关式电容器网络21中的所有开关是开启的。尽管在原则上不需要,但因为开关不即刻转变,所以该停滞间隔为实际所需的。因此,必须提供裕度以避免开关同时闭合的不期望的结果。

在优选实施例中,连接至电力转换器18中的第二CP端子18的磁性滤波器24修改为包括电路元件以安全地分路否则在该3端子电荷泵14的停滞时间期间将没有位置的电流。在图8所示的一个这样的实施例中,旁路二极管29用于引导这样的电流。可选地,如果在该开关式电容器网络21中的停滞时间间隔没有持续太长时间,则旁路电容器可以在此间隔期间连接至接地以暂时存储过剩电荷,并且一旦开关已经正确地重新连接时将其释放。在一些情况下,开关与旁路电容器串联放置,从而该旁路电容器当其不需要的时候可以从电路断开。这避免了该旁路电容器干扰电路运行。

图9示出了图1中电力转换器10的变体,其中调节电路12的输出连接至并联的多个3端子电荷泵14。每个3端子电荷泵14在其第二CP端子18处具有对应的磁性滤波器(MAG)24。然后每个磁性滤波器24的输出在共同节点处结合,其为电力转换器10的第二电压V2。

图10示出了图9中实施例的变体,其中该磁性滤波器24使用耦合电感器26构造。该耦合的电感器26通过具有二条共享共同芯的线圈来构造。

如图10所示的该耦合电感器的构思也可以用于调节器12。如图11所示,其中诸如图6A中所示的调节器12展开来显示由两个开关20所分享的耦合电感器22。

图12示出了另一个实施例,其中调节器12、4端子电荷泵74和磁性滤波器24串联连接。然而,不像图1中的实施例,该4端子电荷泵74用来代替3端子电荷泵。此4端子电荷泵74不是如图1所示的三端子电荷泵,而是四端子电荷泵。因为有更多的端子,所以有更多用于互连的选项。例如在所示的具体示例中,由于接地的定向,第一电压V1与第二电压V2极性相反。这提供了改变输入电压的极性的简单的方式,而没有任何额外的阶段(例如极性反转阶段)。

到目前为止所讨论的所有实施例中,通过电力转换器10的所有功率流经调节器12和3端子电荷泵14两者。然而在某些实施例中,该功率路径在该电力转换器内分路,以使得一些功率完全地旁路该调节器12。

图13示出完成分路功率路径的一个实施例,其中的一个路径比另一个承载更多功率。在图13中,第一功率路径30和第二功率路径32穿过该电力转换器10。第二功率路径32上的粗线表明其承载两个功率中的较高者。相反地,第一功率路径30上的细线表明此路径承载两个功率中的较低者。

第二功率路径32承载通过3端子电荷泵14的功率。同时,该第一功率路径30在过程中流经该调节器12,旁路该3端子电荷泵14。因为该3端子电荷泵在执行电压转换上更有效率,所以期望大部分功率使用第二功率路径32。

分路功率路径的另一个优点为该调节器12可以用来对3端子电荷泵14的第一CP端子16和第三CP端子17之间的电压差提供附加补偿。结果,存在额外的自由度,用于控制该电力转换器10的输出处的电压。这提供了更大的灵活性并因此提供了较少的电压范围,其中,该电力转换器10不能提供以这些较少的电压范围期望的输出电压。

在图13所示的实施例中,在该调节器12的输出83处的电压与在该磁性滤波器24的输出38处的电压相同。这是通过将该调节器12的接地端子86连接至该3端子电荷泵14的第一CP端子来完成的。然后在图1中连接至该第一CP端子16的该调节器12的输出83连接至该磁性滤波器24的输出38作为替代。

图14A示出了利用图13的配置来将12伏输入变压为负载40上的1伏输出的示例性电路。在3端子电荷泵14的第一CP端子16处提供4伏输入。该3端子电荷泵14是4:1的电荷泵,其在其第二CP端子18处输出1伏。

同时,在该调节器12的输入端子81和接地端子86提供剩余的8伏,该调节器在该调节器12的输出处提供了-3伏。然而,这-3伏是相对于该调节器12的接地测量的,其中,该调节器12的接地与3端子电荷泵14的接地所测量的不同。因为该调节器12的接地端子86连接至该3端子电荷泵14的第一CP端子16,所以其也必须为4伏。所以,当相对于该3端子电荷泵14的接地测量时,在该调节器12的输出83处所测量的电压将实际上为1伏(即4-3)。结果,在该调节器12的输出83处的电压与该磁性滤波器24的输出38处的电压在负载40应该是相同的,如它们应该一样。。

图14B示出了用来将12伏输入变压为负载40上的2伏输出的图14A的电路。与图14A中的电路不同,相反,提供给该调节器12的电压是提供给该3端子电荷泵14上的电压的一半。

在运行中,在3端子电荷泵14的第一CP端子16处提供8伏输入。作为4:1的电荷泵的该3端子电荷泵14按要求在其第二CP端子18处输出2伏。

同时,剩余的4伏在该调节器12的输入端子81和接地端子86之间,其在该调节器12的输出处提供6伏。然而,这个6伏相对于与3端子电荷泵14的接地所测量的不同的该调节器12的接地来测量。因为该调节器12的接地端子86连接至该3端子电荷泵14的第一CP端子16,所以其也必须为8伏。所以,当相对于该3端子电荷泵14的接地进行测量时,在该调节器12的输出83所测量的电压将实际上为2伏(即8-6)。结果,在该调节器12的输出83与该磁性滤波器24的输出38的在负载40处的电压应该是相同的。

使用诸如4端子电荷泵74的隔离的电荷泵,生成用于分路功率路径的可替换架构变为可能的,在该功率路径中只有总功率中的部分功率流经该调节器12。图15示出了此架构。

参见图15A,该第一功率路径30起始于该第四CP端子116处并通向该调节器12的输入端子81,而该第二功率路径32起始于该第二CP端子18处并通向磁性滤波器24。大部分功率流经该第二功率路径32。因为该调节器12不必承受承载所有流经该电力转换器10的功率的冲击,所以该配置是有利的。如图13中的情形,该调节器12的输出83和该磁性滤波器24的输出38在共同节点上会和,其为负载40将连接至该电力转换器10的第二电压V2。

图15B是图15A中所示实施例的实施方式。该所示的配置类似于图14B中所示的配置,不同的是在图15B中,其为接地的调节器和浮动的电荷泵。

图15A所示类型的实施例需要该调节器12和4端子电荷泵74具有单独的接地。这需要完全隔离的版本的该4端子电荷泵74,其示例如图16A所示。

在运行中,图16A中示出的完全隔离的版本的该4端子电荷泵74在第一状态与第二状态之间转变。在第一状态期间,在第一开关组1中的开关开启,在第二开关组2中的开关闭合。在第二状态期间,在第二开关组2中的开关开启,在第一开关组1中的开关闭合。

当该4端子电荷泵74处于其第一状态时,耦合电容器CC存储足以维持该第一CP端子16和第四CP端子116之间的电压的电荷。然后,当该电荷泵74转变至其第二状态时,该耦合电容CC将其保持的电压提供至包含在4端子电荷泵74内的3端子电荷泵14。

该方法对任意类型的电荷泵拓扑都有效,如图16B和16C所示为其的两个示例。

具体来说,图16B示出了使用中的图16A中的电荷泵74的架构和与图3A-3C中的电荷泵类似的级联倍增器的类型,区别为变压比不同并且相位数不同。

图16C为图16B中的4端子电荷泵74的双相版本。与图16B中所示的实施方式相比,此实施方式可以汲取连续的输入电流。这导致能够减少图15B中第一DC电容器CDC1和第二DC电容器CDC2的尺寸。

图16B和16C中所示的具体实施方式具有开关对,其具有的开关属于同样的开关组并且是串联的。例如,图16B中的该实施例具有一个在耦合电容器Cc与泵电容器C1之间的开关对。因为这些开关对的每个开关对中的开关属于该第一开关组1,所以它们总是共同开启和闭合的。因此,通过合并每个开关对中的开关可以去除额外的开关。图16C中的实施例在类似的位置中具有在图中合并在一起的两个这样的开关对。

图17A-17D示出了用于图15的架构的配置的可能变体。这些变体的不同之处在于究竟是否利用了磁性滤波器24,并且如果利用了磁性滤波器24,哪个电荷泵端子与其相连。

在图17A所示的第一配置42中,该调节器12连接至该4端子电荷泵74的第二CP端子18,而该磁性滤波器24连接至该4端子电荷泵74的第四CP端子116。针对此配置合适的调节器为升压转换器。

图17B所示的第二配置与该第一配置42相反。因为大部分电流流经该第二CP端子18,所以此第二配置44是特别有利的。因此,该调节器12位于该较低电流端子处,并且所以获得了前面已经讨论的如此放置相关的优点。

图17C所示的第三配置46完全地省却了磁性滤波器24并仅具有调节器12,该调节器12连接至该4端子电荷泵74的第二CP端子18和第四CP端子116。

图17D所示的第四配置48也省却了该磁性滤波器,但在该第二CP端子18和第四CP端子116处利用了分离的调节器12。因为每个调节器12的占空比可以彼此独立地被控制,所以该第四配置提供了相当大的灵活性。

在图17C所示的第三配置46中,对于第二电压V2只存在倍增控制。具体来说,该第二电压V2由该第一电压V1与((N+1)/(D+1))的乘积给出,其中N为该4端子电荷泵74中的阶段数量而D为该调节器12的占空比,D=1对应于永久闭合的开关。

另一方面,图17A和17B所示的第一配置42和第二配置44提供了对于第二电压V2的叠加控制和倍增控制的组合。

具体来说,在图17A所示的第一配置42中,第二电压V2由该第一电压V1和(1+N/(1-D))给出。

在图17B所示的第二配置44中,第二电压V2由该第一电压V1和(N+1/(1-D))给出。因为该叠加控制和倍增控制是解耦合的,所以这提供了更大的灵活性。

图17D所示的第四配置因为存在另一个自由度,所以在控制方面提供了更大的自由度。在第四配置48中,该第二电压V2由第一电压V1和((1/(1-D2))+(N/(1-D1)))的乘积给出,其中D1和D2为针对图17D所示的两个调节器的占空比。

上述电路代表提供并行路径的各种拓扑。然而,许多其它类型在图18A-18C以及19A-19C中示出。

图18A-18C示出了三中拓扑,其中该4端子电荷泵74具有与调节器12的接地分开的接地。术语"降"和"升"表示了变压的方向。因此,用"降"表示的电路元件其输出具有比其输入低的电压。相反,用"升"表示的电路元件其输出将具有比其输入高的电压。

图19A-19C示出了多个拓扑,其中不是3端子电荷泵14,而是调节器12已经被隔离。这些拓扑需要合并了诸如反激式转换器的变压器的调节器。如图18A-18C的情形,该调节器和电荷泵可以前后地工作或沿相反的方向工作。

图20巩固和总结了图1、12、13和15A所示的实施例,并且吸引了对此处描述概念的基本模块性的注意。这三个在此描述的普通类的组件,即该调节器12(无论隔离的或非隔离的都适用)、该4端子电荷泵74(无论隔离的或非隔离的都适用)和该磁性滤波器24可以混合并以多种方式匹配,以完成多种技术目标。通常该实施例所具有的能力在于将来自于促进来自3端子电荷泵14内的绝热的电荷转移的任务的规则的任务进行拆分。

因此此处描述的电路拓扑能够取消大开关,与该大开关关联的是使调节器连接至具有低电压和高电流的电荷泵的端子。作为替换,电感器代替了该调节器。该电感器能够执行该调节器在现有技术中的功能,即促进电荷泵内绝热的电容器间电荷传输。然而,比较精确的是将该调节器固定至该电荷泵的低电压第二CP端子18的功能。将调节器固定至第二CP端子18引起很多技术问题,包括引入了不方便地定位的死区(dead zone),并且需要将许多管芯区域分配至在该位置必要的过大的开关。由于该调节器已经从该电荷泵的第二CP端子18处的位置释放出来,其现在可以放置于各种其它位置之处。这依次使电路设计者能够基于电力转换器的需要,调整操作的死区的位置。其还导致了能够使用调节器中更加适宜尺寸大小的开关,并因此节省了大量的管芯(die)空间。

在如上所述的某些实施例中,该调节器12连接至该3端子电荷泵14的第一CP端子16。这意味着较少的电流会流经该调节器12中的开关20。结果,可以减小该开关20的尺寸。然而,这些实施例具有仍然具有大于零的开关尺寸的缺点。

在以上所述的其它实施例中,该功率路径被分路以使得绝大多数电流旁路该调节器12,并因此一起旁路该开关20。此方法也可以允许使该开关20更小。然而,该方法的缺点在于某些电流仍然通过该开关20。

在其它实施例中,该开关尺寸减小为零,完全且有效地消除了此问题,但是没有放弃该调节器12的调节功能。该产生的称为“经调节的电荷泵”的电路通过使3端子电荷泵14和调节器12共享共同的开关组,由于该开关20而减少了损耗,其中该3-电荷泵14和调节器12中的没有一个将承载流经该电力转换器10的所有电流的完整冲击。

作为第一实例,图21A示出了已经合并以生成第一经调节的电荷泵41的降压转换器12和3端子电荷泵14。该第一经调节的电荷泵41仍然具有原来在该调节器12中的开关20。该开关20承载相当大的电流。如图21B-21C所示,该第一经调节的电荷泵41的操作包括利用第一组开关配置61,使电流循环通过第一组网络状态51。因此该第一经调节的电荷泵41的缺点在于该开关20仍然存在。

图22A所示的第二经调节的电荷泵42除去了开关20。实际上,该开关20的功能已经合并至该3端子电荷泵14。如图22B所示,此第二经调节的电荷泵42的操作包括获得相同的第一组网络状态51,但是利用了不同的第二组开关配置62。

该第二经调节的电荷泵42的缺点在于所有开关必须以相同的频率运行。因为该电容器和该电感器是趋向于具有不同的能量密的,所以不方便。然而,对于其中电流相当高的情形,与除去开关20有关的优点可以比这个缺点重要。

该第二调节电荷泵42的另一个缺点在于整个电路有可能变成不稳定的振荡器。为了减少该情况的发生的可能性,图23A所示的第三经调节的电荷泵43引入了稳定电容器94和稳定开关96。因为只有少量的电流必须流进该稳定电容器94中,所以源于该稳定开关96的损失最小。如图23B-23C所示,该第三经调节的电荷泵43的操作包括利用第三组开关配置63,循环通过第二组网络状态53。

在上述的经调节的电荷泵中,尽管该调节器12的第一开关20已经除去,但是第二开关保留了。如图24A所示,在第四经调节的电荷泵44中,即使此开关被除去。由此产生的电路本质上是在其输入端处具有LC电路98的3端子电荷泵14。如图21B和图24B分别所示,此第四经调节的电荷泵44的操作包括利用第四组开关配置64,循环通过该第一组网络状态51。

该第四经调节的电荷泵44还可以通过循环通过三个网络状态而不是四个网络状态来运行。因为每次循环存在较少的开关转变,所以这减少了与每个开关转变相关联的开关损耗。如图25A-26B所示通过第三组网络状态58和第四组网络状态59以及相应的第五组开关配置68和第六组开关配置69呈现了两个替代物,其中,第三组网络状态58和第四组网络状态59中的每个由三种状态而不是四种状态组成。

如图24A所示,用于从与该第四经调节的电荷泵44有关地使用的该调节器12除去两个开关的技术可以用于实现双相版本,其中,双相版本为图27A所示为第五经调节的电荷泵45。

如图27B和图24B分别所示,此第五调节电荷泵45的操作包括利用第四组开关配置64,循环通过该第五组网络状态55。

在某些实施方式中,计算机可访问的存储介质包括表示转换器的一个或多个组件的数据库。例如,数据库可以包括表示开关网络的数据,该开关网络已经被优化以促进电荷泵的低损耗运行。

一般而言,计算机可访问的存储介质可以包括在使用时可被计算机访问以向计算机提供指令和/或数据的任何非暂时性存储介质。例如,计算机可访问的存储介质可以包括诸如磁性盘、光盘和半导体存储器的存储介质。

通常,表示系统的数据库可以为能够被程序直接或间接地读取和使用以制造包括系统的硬件的数据库或其它数据结构。例如,数据库可以为诸如Verilog或VHDL的高等级设计语言中的硬件功能的行为级描述或寄存器传输级(RTL)描述。描述可以由综合工具读取,其中,所述综合工具可综合处理描述以产生包括来自综合库的门列表的网表。该网表包括也表示包括系统的硬件的功能的一组门。然后该网络列表被放置并路由为产生描述将应用于掩模的几何形状的数据集。然后掩模可用于各种半导体的制备步骤中,以生产半导体电路或与系统对应的电路。或者,在其它实例中,数据库本身可以为网表(有或没有综合库)或数据集。

已经描述了本发明及其优选实施例,被声明为新且专利许可证要保护的是:

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