电力转换装置和用于电力转换装置的控制方法与流程

本发明涉及电力转换装置和用于所述电力转换装置的控制方法。

本申请要求于2015年10月7日提交的日本专利申请No.2015-199521的优先权，所述日本专利申请的全部内容通过引用并入本文。

背景技术：

例如，用作电力调节器的用于光伏发电的电力转换装置将生成的DC电力转换成AC电力，以执行与商业电力电网的电力互连。在传统电力转换装置中，升压转换器将生成的电压升高到高于AC侧上的峰值电压的特定电压，并且然后逆变器电路将该电压转换成AC电压。在这种情况下，升压转换器和逆变器电路始终执行高速开关操作。同时，在此种电力转换装置中，重要的是提高转换效率。因此，建议以下控制：当一直将DC侧上的电压和AC侧上的瞬时电压进行相互比较时，仅在需要升压操作的时段期间致使升压转换器来执行开关操作，并且仅在需要降压操作的时段期间致使逆变器电路执行开关操作(参见例如专利文献1、2)。如果由于上述控制而将开关操作停止的时段提供给升压转换器和逆变器电路，则使开关损耗等减少达对应于停止时段的量，从而导致转换效率的提高。

引文列表

[专利文献]

专利文献1：国际公开No.2014/199796

专利文献2：国际公开No.2014/199795

技术实现要素：

本发明是提供在AC电网与DC电源之间的电力转换装置，所述DC电源输出比AC电网的AC电压的绝对值的峰值低的电压，所述电力转换装置被配置为执行DC/AC电力转换，所述电力转换装置包括：滤波器电路，所述滤波器电路连接至AC电网；DC/DC转换器，所述DC/DC转换器提供在DC电源与DC母线之间；电容器，所述电容器连接至DC母线；DC/AC转换器，所述DC/AC转换器提供在DC母线与滤波器电路之间；以及控制单元，所述控制单元被配置为控制DC/DC转换器和DC/AC转换器。所述控制单元基于DC电力的输入电力值和AC电网的电压值计算输出电流目标值，并且基于输出电流目标值计算DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值以控制DC/AC转换器，并且基于DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值和DC/DC转换器的电压目标值计算DC/DC转换器的电流目标值以控制DC/DC转换器，从而控制AC电力的输出。控制单元从DC电源的DC电压值；DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值；以及DC电压下限值之中选择当前时间的最大值作为DC/DC转换器的电压目标值，所述DC电压下限值是比绝对值的峰值小的预定值。

本发明的另一方面是由提供在AC电网与DC电源之间的电力转换装置执行的控制方法，所述DC电源输出比AC电网的AC电压的绝对值的峰值低的电压，所述电力转换装置包括：滤波器电路，所述滤波器电路连接至AC电网；DC/DC转换器，所述DC/DC转换器提供在DC电源与DC母线之间；电容器，所述电容器连接至DC母线；以及DC/AC转换器，所述DC/AC转换器提供在DC母线与滤波器电路之间，所述电力转换装置被配置为执行DC/AC电力转换，所述方法包括：作为基本控制方法，基于DC电力的输入电力值和AC电网的电压值计算输出电流目标值，以及基于输出电流目标值计算DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值以控制DC/AC转换器，以及基于DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值和DC/DC转换器的电压目标值计算DC/DC转换器的电流目标值以控制DC/DC转换器，从而控制AC电力的输出；以及作为扩展控制方法，从DC电源的DC电压值；DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值；以及DC电压下限值之中选择当前时间的最大值作为DC/DC转换器的电压目标值，所述DC电压下限值是比绝对值的峰值小的预定值。

附图说明

图1是示出根据一个实施例的包括逆变器装置的系统的示例的框图。

图2示出逆变器装置的电路图的示例。

图3是控制单元的框图。

图4是示出第一DC输入电压检测值Vg.1(纵轴：[V])、第一升压转换器电流检测值Iin.1(纵轴：[A])和第一DC输入电流检测值Ig.1(纵轴：[A])中的时间变化的模拟结果的示例的图表。

图5是示出平均处理单元求第一DC输入电压检测值Vg.1的平均值的方式的示图。

图6是用于解释控制处理单元的控制过程的控制框图。

图7是示出用于升压转换器和逆变器电路二者的控制过程的流程图。

图8是示出逆变器输出电压目标值Vinv*(纵轴：[V])的示例的示图。

图9A、图9B和图9C是示出如何计算升压转换器电压目标值Vo*的示意性示图，其中图9A示出逆变器输出电压目标值Vinv*与第一DC输入电压检测值Vg.1之间的比较，图9B示出升压转换器电压目标值Vo*的波形，且图9C示出使用第二DC输入电压检测值Vg.2作为基准来升高从第二升压转换器输出的电力的电压的情况。

图10是示出DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电压目标值Vo*以及每个目标值中的时间变化的模拟结果的图表，其中上图表示出逆变器输出电压目标值Vinv*与系统电压检测值Va之间的关系，中间图表示出DC输入电压值Vg.1和Vg.2与升压转换器电压目标值Vo*之间的关系，且下图表示出升压转换器电流目标值Iin.1*和Iin.2*(针对电压的纵轴：[V]；针对电流的纵轴：[A])。

图11是图表，其中(a)示出第一升压转换器载波与第一升压转换器电压基准值Vbc1#的波形之间的比较，且(b)示出由第一升压转换器控制单元生成的用于驱动开关元件的驱动波形。

图12是图表，其中(a)示出逆变器电路载波与逆变器电压基准值Vinv#的波形之间的比较；(b)示出由逆变器电路控制单元生成的用于驱动开关元件Q1的驱动波形，且(c)示出由逆变器电路控制单元生成的用于驱动开关元件Q3的驱动波形。

图13是示出用于开关元件的基准波和驱波的示例的示图(针对电压的纵轴：[V]，针对电流的纵轴：[A])。

图14是图表，其中(a)示出第二升压转换器载波与第二升压转换器电压基准值Vbc2#(纵轴：[V])的波形之间的比较，且(b)示出由第二升压转换器控制单元生成的用于驱动开关元件的驱动波形。

图15是图表，其中(a)示出从逆变器电路输出的AC电压、商业电力电网和AC电抗器的两端之间的电压的电压波形，且(b)示出流动经过AC电抗器的电流的波形。

图16是示出系统的示例的框图，其中电力转换装置被提供在AC电网与两种类型的DC电源之间。

图17是图16中示出的电力转换装置的电路图的示例。

图18是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的示例。

图19是示出电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。

图20是示出无功电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。

图21是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的另一示例。

图22是示出电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。

图23是示出无功电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。

图24是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的示例。

图25A是示出在采用图24中所示出的电压目标值Vo*的情况下电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。图25B是示出电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。

图26A和图26B是图表，出于比较的目的示出在未将下限值提供给Vo*的情况下由DC/DC转换器进行的MPPT控制的特征。

图27A和图27B是图表，示出在将电压下限值Vo_limit提供给Vo*的情况下由DC/DC转换器进行的MPPT控制的特征。

具体实施方式

[本公开将解决的问题]

例如，在光伏发电的情况下，输入至电力转换装置的电压的低到高范围宽，并且可以输入比AC电压的有效值低得多的DC电压。如果将上述控制应用于此种低电压，已经发现由于连接到连接升压转换器和逆变器电路的DC母线的滤波电容器而出现大的无功功率，并且这或多或少地影响控制精度。

鉴于上述问题，本公开的目的在于，在基本上执行具有开关操作的停止时段的控制的电力转换装置中，即使当输入了比AC电压的有效值小得多的DC电压时也能够抑制控制精度的降低。

[本公开的效果]

根据本公开，在基本上执行具有开关操作的停止时段的控制的电力转换装置中，即使当输入了比AC电压的有效值小得多的DC电压时也能够抑制控制精度的降低。

[实施例的概要]

本发明的实施例的概要包括至少以下内容。

(1)它是提供在AC电网与DC电源之间的电力转换装置，所述DC电源输出比AC电网的AC电压的绝对值的峰值低的电压，所述电力转换装置被配置为执行DC/AC电力转换，所述电力转换装置包括：滤波器电路，所述滤波器电路连接至AC电网；DC/DC转换器，所述DC/DC转换器提供在DC电源与DC母线之间；电容器，所述电容器连接至DC母线；DC/AC转换器，所述DC/AC转换器提供在DC母线与滤波器电路之间；以及控制单元，所述控制单元被配置为控制DC/DC转换器和DC/AC转换器。所述控制单元基于DC电力的输入电力值和AC电网的电压值计算输出电流目标值，并且基于输出电流目标值计算DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值以控制DC/AC转换器，并且基于DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值和DC/DC转换器的电压目标值计算DC/DC转换器的电流目标值以控制DC/DC转换器，从而控制AC电力的输出。控制单元从DC电源的DC电压值；DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值；以及DC电压下限值之中选择当前时间的最大值作为DC/DC转换器的电压目标值，所述DC电压下限值是比绝对值的峰值小的预定值。

在如上所述配置的电力转换装置中，当DC电源的DC电压值大于DC电压下限值时，DC电源的DC电压值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值。在这种情况下，DC/DC转换器和DC/AC转换器二者具有在AC周期中的开关停止时段。另一方面，当DC电源的DC电压值小于DC电压下限值时，DC电压下限值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值。因此，DC/DC转换器的电压目标值具有通过选择DC电压下限值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个而获得的波形。这表示，当与AC电压的峰值相比DC电压过低时，不停止DC/DC转换器，而是致使DC/DC转换器来执行升压操作以将电压升高至DC电压下限值。因此，可以减小由于连接至DC母线的电容器的两端之间的电压改变而产生的无功功率。因此，可以更加精确地执行最初需要被执行的有功电流控制。因此，在基本上执行具有开关操作的停止时段的控制的电力转换装置中，即使当输入了比AC电压的有效值小得多的DC电压时也能够抑制控制精度的降低。

(2)例如，在(1)中的电力转换装置中，DC电源和DC/DC转换器包括多对DC电源和DC/DC转换器，以使得存在DC电源的多个DC电压值，并且将使多个DC电压值中的最大值与DC电压下限值进行比较。

在这种情况下，无功功率在多个DC/DC转换器之中共享，由此可以减小每个DC/DC转换器的无功功率。

(3)例如，在(1)或(2)中的电力转换装置中，对DC电压下限值进行选择，以便缩短出现无功功率的时段，并且延长无功功率为零的时段。

无功功率的峰值，但是由于无功功率为零的时段，可以减小无功功率，并且因此促进有功功率控制。

(4)例如，在(3)中的电力转换装置中，对DC电压下限值进行选择，以使得出现无功功率的时段变得等于或短于AC(1/2)周期的一半。

在这种情况下，应确保无功功率为零的时段等于或长于AC(1/2)周期的一半。因此，抑制无功功率的效果得到很好的发挥。

(5)一种方法方面是由提供在AC电网与DC电源之间的电力转换装置执行的控制方法，所述DC电源输出比AC电网的AC电压的绝对值的峰值低的电压，所述电力转换装置包括：滤波器电路，所述滤波器电路连接至AC电网；DC/DC转换器，所述DC/DC转换器提供在DC电源与DC母线之间；电容器，所述电容器连接至DC母线；以及DC/AC转换器，所述DC/AC转换器提供在DC母线与滤波器电路之间，所述电力转换装置被配置为执行DC/AC电力转换，所述方法包括：作为基本控制方法，基于DC电力的输入电力值和AC电网的电压值计算输出电流目标值，以及基于输出电流目标值计算DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值以控制DC/AC转换器，以及基于DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值和DC/DC转换器的电压目标值计算DC/DC转换器的电流目标值以控制DC/DC转换器，从而控制AC电力的输出；以及作为扩展控制方法，从DC电源的DC电压值；DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值；以及DC电压下限值之中选择当前时间的最大值作为DC/DC转换器的电压目标值，所述DC电压下限值是比绝对值的峰值小的预定值。

在(5)中的控制方法中，当DC电源的DC电压值大于DC电压下限值时，DC电源的DC电压值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值。在这种情况下，DC/DC转换器和DC/AC转换器二者具有在AC周期中的开关停止时段。另一方面，当DC电源的DC电压值小于DC电压下限值时，DC电压下限值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值。因此，DC/DC转换器的电压目标值具有通过选择DC电压下限值和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值中的较大的一个而获得的波形。这表示，当与AC电压的峰值相比DC电压过低时，不停止DC/DC转换器，而是致使DC/DC转换器来执行升压操作以将电压升高至DC电压下限值。因此，可以减小由于连接至DC母线的电容器的两端之间的电压改变而产生的无功功率。因此，可以更加精确地执行最初需要被执行的有功电流控制。因此，在基本上执行具有开关操作的停止时段的控制的电力转换装置中，即使当输入了比AC电压的有效值小得多的DC电压时也能够抑制控制精度的降低。

应注意，代替(1)和(4)的表达，电力转换装置也可以表示如下。

电力转换装置是提供在AC电网与DC电源之间的电力转换装置，所述DC电源输出比AC电网的AC电压的绝对值的峰值低的电压，所述电力转换装置被配置为执行DC/AC电力转换，所述电力转换装置包括：滤波器电路，所述滤波器电路连接至AC电网；DC/DC转换器，所述DC/DC转换器提供在DC电源与DC母线之间；电容器，所述电容器连接至DC母线；DC/AC转换器，所述DC/AC转换器提供在DC母线与滤波器电路之间；以及控制单元，所述控制单元被配置为控制DC/DC转换器和DC/AC转换器。所述控制单元基于DC电力的输入电力值和AC电网的电压值计算输出电流目标值，并且基于输出电流目标值计算DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值以控制DC/AC转换器，并且基于DC/AC转换器的电流目标值和电压目标值和DC/DC转换器的电压目标值计算DC/DC转换器的电流目标值以控制DC/DC转换器，从而控制AC电力的输出。控制单元从DC电源的DC电压值；DC/AC转换器的AC侧的电压目标值的绝对值；以及DC电压下限值之中选择当前时间的最大值作为DC/DC转换器的电压目标值，所述DC电压下限值是比绝对值的峰值小的预定值，并且所述控制单元致使绝对值的脉动电流波形的一部分出现的时段等于或短于一个脉动电流周期的一半。

[实施例的细节]

在下文中，将参考附图描述本发明的实施例。

<<1总体配置>>

图1是示出根据一个实施例的包括逆变器装置的系统的示例的框图。在图1中，作为DC电源的第一太阳能电池阵列2和第二太阳能电池阵列40连接至逆变器装置1的输入端，并且AC商业电力电网3连接至逆变器装置1的输出端。

该系统执行互连操作，以将由第一太阳能电池阵列2(下文中可以简单地称作第一阵列2)和第二太阳能电池阵列40(下文中可以简单地称作第二阵列40)生成的DC电力转换成AC电力，并且将AC电力输出给商业电力电网3。

第一阵列2和第二阵列40各自由串行和并行连接的多个光伏面板(模块)组成。在本实施例中，第二阵列40被配置，以使得从第二阵列40输出的电力的电压小于从第一阵列2输出的电力的电压。

逆变器装置1包括：第一升压转换器10，所述第一升压转换器10接收从第一阵列2输出的DC电力；第二升压转换器41，所述第二升压转换器41接收从第二阵列40输出的DC电力；逆变器电路11，所述逆变器电路11将从升压转换器10和41二者输出至DC母线20的电力转换成AC电力，并且将所述AC电力输出给商业电力电网3；以及控制单元12，所述控制单元12控制这些电路10、11和42的操作。

第一升压转换器10和第二升压转换器41并行连接至逆变器电路11。

图2示出逆变器装置1的电路图的示例。

连接有第一阵列2的第一升压转换器10包括DC电抗器15、二极管16和由绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等组成的开关元件Qb1，以形成升压斩波器电路。应注意，二极管16可以用开关元件代替。

第一升压转换器10的输入侧上提供有第一电压传感器17、第一电流传感器18和用于滤波的电容器26。第一电压传感器17检测从第一阵列2输出的并且然后输入至第一升压转换器10的DC电力的第一DC输入电压检测值Vg.1(DC输入电压值)，并且将第一DC输入电压检测值Vg.1输出给控制单元12。第一电流传感器18检测流动经过DC电抗器15的电流的第一升压转换器电流检测值Iin.1，并且将第一升压转换器电流检测值Iin.1输出给控制单元12。

连接有第二阵列40的第二升压转换器41包括DC电抗器42、二极管43和由IGBT等组成的开关元件Qb2，以与第一升压转换器中一样形成升压斩波器电路。应注意，二极管43可以用开关元件代替。

第二升压转换器41的输入侧上提供有第二电压传感器44、第二电流传感器45和用于滤波的电容器46。第二电压传感器44检测从第二阵列40输出的并且然后输入至第二升压转换器41的DC电的第二DC输入电压检测值Vg.2，并且将第二DC输入电压检测值Vg.2输出给控制单元12。第二电流传感器45检测流动经过DC电抗器42的电流的第二升压转换器电流检测值Iin.2，并且将第二升压转换器电流检测值Iin.2输出给控制单元12。

控制单元12具有以下功能：根据DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2计算输入电力Pin.1和Pin.2，以及为第一阵列2和第二阵列40执行最大功率点跟踪(MPPT)控制。

第一升压转换器10的开关元件Qb1由控制单元12控制，以使得执行开关操作的时段在第一升压转换器10与逆变器电路11之间交替地开关，如后面所描述。因此，在第一升压转换器10中执行开关操作的时段期间，第一升压转换器10将升压电力输出给逆变器电路11，并且在开关操作被停止的时段期间，第一升压转换器10将从第一阵列2输出的并且然后输入至第一升压转换器10的DC电力输出至逆变器电路11，而不会使DC电力升高。

另外，如后面所描述，第二升压转换器41由控制单元12控制，以便在预定时段期间，使从第二阵列40给出的DC电力的电压值升高至与属于从第一阵列2给出的DC电力的电压值的第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致的值，并且输出所升高的电力。

用于滤波的电容器19连接在升压转换器10和41与逆变器电路11之间。

逆变器电路11包括开关元件Q1至Q4，所述开关元件Q1至Q4各自由场效应晶体管(FET)组成。开关元件Q1至Q4形成全桥电路。

开关元件Q1至Q4连接至控制单元12，并且可以由控制单元12来控制。控制单元12为开关元件Q1至Q4的操作执行PWM控制。因此，逆变器电路11将从升压转换器10和41中的每个给出的电力转换成AC电力。

逆变器装置1包括在逆变器电路11与商业电力电网3之间的滤波器电路21。

滤波器电路21由两个AC电抗器22和电容器23组成。滤波器电路21具有将从逆变器电路11输出的AC电力中所包含的高频分量移除的功能。将已经被滤波器电路21移除了高频分量的AC电力提供给商业电力电网3。

用于检测逆变器电流检测值Iinv(流动经过AC电抗器22的电流)的第三电流传感器24连接至滤波器电路21，所述逆变器电流检测值Iinv是逆变器电路11的输出的电流值。用于检测商业电力电网3上的电压值(电网电压检测值Va)的第三电压传感器25连接在滤波器电路21与商业电力电网3之间。

第三电流传感器24和第三电压传感器25分别将检测的逆变器电流检测值Iinv和检测的电网电压检测值Va输出给控制单元12。

控制单元12基于电网电压检测值Va、逆变器电流检测值Iinv、DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2而控制升压转换器10和41以及逆变器电路11。

<<2控制单元>>

图3是控制单元12的框图。如图3中所示，控制单元12功能性地具有控制处理单元30、第一升压转换器控制单元32、逆变器电路控制单元33、平均处理单元34和第二升压转换器控制单元35。

控制单元12的功能中的一些或全部可以被配置成硬件电路，或者可以通过由计算机执行的软件(计算机程序)而实现。用于实现控制单元12的功能的此种软件(计算机程序)存储在计算机的存储装置(未图示)中。

第一升压转换器控制单元32基于从控制处理单元30给出的目标值和检测值而控制第一升压转换器10的开关元件Qb1，从而致使第一升压转换器10来输出具有对应于目标值的电流的电力。

第二升压转换器控制单元35基于从控制处理单元30给出的目标值和检测值而控制第二升压转换器41的开关元件Qb2，从而致使第二升压转换器41来输出具有对应于目标值的电流的电力。

逆变器电路控制单元33基于从控制处理单元30给出的目标值和检测值而控制逆变器电路11的开关元件Q1至Q4，从而致使逆变器电路11来输出具有对应于目标值的电流的电力。

控制处理单元30接收DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2、升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2、电网电压检测值Va和逆变器电流检测值Iinv。

控制处理单元30根据DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2计算第一升压转换器10的第一输入电力Pin.1以及其平均值<Pin.1>和第二升压转换器41的第二输入电力Pin.2以及其平均值<Pin.2>。

控制处理单元30具有以下功能：基于第一输入电力平均值<Pin.1>而设置第一升压转换器10的第一DC输入电流目标值Ig.1*(将在后面进行描述)；以及为第一阵列2执行MPPT控制并且为第一升压转换器10和逆变器电路11执行反馈控制。

控制处理单元30还具有以下功能：基于第二输入电力平均值<Pin.2>而设置第二升压转换器41的DC输入电流目标值Ig.2*(将在后面进行描述)；以及为第二阵列40执行MPPT控制并且为第二升压转换器41执行反馈控制。

DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2被提供给平均处理单元34和控制处理单元30。

平均处理单元34具有以下功能：以预定时间间隔对从电压传感器17和44二者和电流传感器18和45二者给出的DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2进行取样；计算它们的相应平均值；以及将平均的DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及平均的升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2提供给控制处理单元30。

图4是示出第一DC输入电压检测值Vg.1和第一升压转换器电流检测值Iin.1中的时间变化的模拟结果的示例的图表。

第一升压转换器电流检测值Iin.1基于目标值而表现为与电网电压同步的波形，如后面所描述。

第一DC输入电流检测值Ig.1是在相对于电容器26的输入侧上检测到的电流值。

如图4中所示，已经发现第一DC输入电压检测值Vg.1和第一DC输入电流检测值Ig.1(第一升压转换器电流检测值Iin.1)在电网电压的一半周期内变化。

第一DC输入电压检测值Vg.1和第一DC输入电流检测值Ig.1如图4中所示周期性地变化的原因如下。也就是说，逆变器装置1的第一升压转换器电流检测值Iin.1根据升压转换器10和逆变器电路11的操作在差不多0A与AC周期的一半周期内的峰值之间显著地变化。因此，变化分量无法被电容器26完全移除，并且第一DC输入电流检测值Ig.1被检测为含有在AC周期的一半周期内变化的分量的脉动电流。另一方面，光伏面板的输出电压根据输出电流而变化。

因此，第一DC输入电压检测值Vg.1中出现周期性变化的周期是从逆变器装置1输出的AC电力的周期的一半。也就是说，周期性变化的周期是商业电力电网3的周期的一半。

平均处理单元34求第一DC输入电压检测值Vg.1和第一升压转换器电流检测值Iin.1的平均值，以便抑制上述周期性变化的影响。

图5是示出平均处理单元34求第一DC输入电压检测值Vg.1的平均值的方式的示图。

在从定时t1至定时t2的时段L期间，平均处理单元34以预定时间间隔Δt对给定的第一DC输入电压检测值Vg.1进行多次(在图5中的实线所指示的定时)取样，并且计算已经获得的多个第一DC输入电压检测值Vg.1的平均值。

在此，平均处理单元34将时段L设置成商业电力电网3的周期长度的一半。另外，平均处理单元34将时间间隔Δt设置成充分地短于商业电力电网3的周期长度的一半。

因此，平均处理单元34可以使用尽可能短的取样周期精确地获得第一DC输入电压检测值Vg.1的平均值，所述平均值在商业电力电网3的一半周期内周期性地变化。

取样的时间间隔Δt可以设置成例如商业电力电网3的周期的1/100至1/1000，或者20微秒至200微秒。

平均处理单元34可以提前存储时段L，或者可以从第三电压传感器25获得电网电压检测值Va，并且获得关于商业电力电网3的周期的信息。

在此，时段L被设置成商业电力电网3的周期长度的一半。至少如果时段L被设置成商业电力电网3的周期的一半，则可以精确地计算第一DC输入电压检测值Vg.1的平均值。这是因为第一DC输入电压检测值Vg.1如上所述根据升压转换器10和逆变器电路11的操作在商业电力电网3的一半周期内周期性地变化。

因此，如果需要将时段L设置得更长，则时段L可以被设置成商业电力电网3的一半周期的整数倍数，例如商业电力电网3的一半周期的三倍或四倍。因此，可以在周期的基础上把握电压变化。

如上所述，与第一DC输入电压检测值Vg.1中一样，第一升压转换器电流检测值Iin.1也在商业电力电网3的一半周期内周期性地变化。

因此，平均处理单元34还通过与图5中所示出的第一DC输入电压检测值Vg.1中相同的方法来计算第一升压转换器电流检测值Iin.1的平均值。

另外，出于与第一DC输入电压检测值Vg.1相同的原因，第二阵列40侧上的第二DC输入电压检测值Vg.2和第二升压转换器电流检测值Iin.2也在商业电力电网3的一半周期内周期性地变化。

因此，平均处理单元34还通过与用于图5中所示出的第一DC输入电压检测值Vg.1的相同方法来计算第二DC输入电压检测值Vg.2和第二升压转换器电流检测值Iin.2的平均值。

控制处理单元30顺序地计算每个时段L的DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2的平均值以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的平均值。

平均处理单元34将DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2的计算的平均值以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的计算的平均值提供给控制处理单元30。

在本实施例中，如上所述，平均处理单元34计算DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2的平均值以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的平均值，并且所述控制处理单元30使用这些值对升压转换器10和41以及逆变器电路11二者进行控制，同时为阵列2和40二者执行MPPT控制。因此，即使来自阵列2和40二者的DC电流变化成不稳定，控制单元12也可以精确地获得阵列2和40二者的输出作为DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2的平均值以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的平均值。因此，变得能够适当地执行MPPT控制，并且有效地抑制电源效率的降低。

如上所述，在从阵列2和40二者输出的DC电力的电压(DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2)或电流(升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2)由于至逆变器装置1的输入电流中的变化而变化的情况下，所述变化的周期与从逆变器电路11输出的AC电力的一半周期(商业电力电网3的一半周期)一致。

就这一点而言，在本实施例中，在被设置为商业电力电网3的周期长度的一半的时段L期间以时间间隔Δt多次对DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的每一个进行取样，并且根据所述取样的结果来计算DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2的平均值以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2的平均值。因此，即使DC电流的电压和电流周期性地变化，也可以精确地计算DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2。

从阵列2和40二者给出的DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2中出现的所述变化是由于如上所述的逆变器电路11等的阻抗中的变化而引起的。因此，可以从以比从逆变器电路11输出的AC电力的一半周期短的时间间隔Δt多次执行的取样结果获得DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电流检测值Iin.1和Iin.2。

控制处理单元30基于上述输入电力平均值<Pin.1>和<Pin.2>而设置DC输入电流目标值Ig.1*和Ig.2*，并且基于所述设置的DC输入电流目标值Ig.1*和Ig.2*以及上述值而计算升压转换器10和41二者以及逆变器电路11的目标值。

控制处理单元30具有以下功能：将所述计算的目标值提供给第一升压转换器控制单元32、第二升压转换器控制单元35和逆变器电路控制单元33；以及为升压转换器10和41二者以及逆变器电路11执行反馈控制。

图6是用于解释控制处理单元30的控制过程的控制框图。

控制处理单元30包括第一计算区段51、第一加法器52、补偿器53和第二加法器54作为用于控制逆变器电路11的功能区段。

另外，控制处理单元30包括第二计算区段61、第三加法器62、补偿器63、第四加法器64、第五加法器72、补偿器73和第六加法器74作为用于控制升压转换器10和41二者的功能区段。

图7是示出用于升压转换器10和41二者以及逆变器电路11的控制过程的流程图。图6中所示出的功能区段通过执行图7中的流程图中所示出的过程来对升压转换器10和41二者以及逆变器电路11进行控制。

在下文中，将参考图7来描述用于升压转换器10和41二者以及逆变器电路11的控制过程。

首先，控制处理单元30计算当前输入电力平均值<Pin.i>(步骤S9)，并且将当前输入电力平均值<Pin.i>与先前已经计算的输入电力平均值<Pin.i>进行比较，以设置DC输入电流目标值Ig.i*(步骤S1)。输入电力平均值<Pin.i>是基于以下表达式(1)而计算的。

输入电力平均值<Pin.i>＝<Iin.i×Vg.i>...(1)

在表达式(1)中，“i”是对应于连接至逆变器电路11的每个升压转换器的数目，在本实施例中是“1”或“2”。“i＝1”的情况对应于第一升压转换器10，且“i＝2”的情况对应于第二升压转换器41。因此，<Pin.1>指示第一升压转换器10的输入电力平均值，且<Pin.2>指示第二升压转换器41的输入电力平均值。

在本实施例中，控制处理单元30计算输入电力平均值<Pin.1>和<Pin.2>，并且设置DC输入电流目标值Ig.1*和Ig.2*。

在表达式(1)中，Iin.i是升压转换器电流检测值，且Vg.i是DC输入电压检测值，且升压转换器电流检测值Iin.i和DC输入电压检测值Vg.i是通过平均处理单元34求平均值的值。

在除了表达式(1)以外且与下面所示出的控制相关的每个表达式中，未求平均值的瞬时值被用于升压转换器电流检测值Iin.i和DC输入电压检测值Vg.i。

也就是说，升压转换器电流检测值Iin.i的平均值和DC输入电压检测值Vg.i的平均值被用于计算输入电力平均值<Pin.i>。

符号“<>”指示括号中的值的平均值或有效值。这在下文中同样适用。

控制处理单元30将所述设置的DC输入电流目标值Ig.i*提供给第一计算区段51。

和DC输入电流目标值Ig.i*一样，DC输入电压检测值Vg.i和电网电压检测值Va也被提供给第一计算区段51。

第一计算区段51使用所提供的DC输入电流目标值Ig.i*、DC输入电压检测值Vg.i和电网电压检测值Va基于以下表达式(2)而计算逆变器装置1的输出电流目标值的有效值<Ia*>。

输出电流目标值的有效值<Ia*>＝

Σ<Ia.i*>＝Σ(<Ig.i*×Vg.i>/<Va>)...(2)

另外，第一计算区段51基于以下表达式(3)而计算输出电流目标值Ia*(步骤S2)。

在此，第一计算区段51计算输出电流目标值Ia*作为具有与电网电压检测值Va相同的相位的正弦波。

输出电流目标值Ia*＝(2^1/2)×<Ia*>×sinωt...(3)

接着，第一计算区段51计算属于用于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流目标值Iinv*，如以下表达式(4)所示(步骤S3)。

逆变器电流目标值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4)

在表达式(4)中，Ca是电容器23的电容，且s是拉普拉斯算子。

以上表达式(4)使用相对于时间t的导数表示如下。

Iinv*＝Ia*+Ca×(d Va/dt)...(4a)

在表达式(4)和(4a)中，右侧的第二项是鉴于流动经过滤波器电路21的电容器23的电流而添加的值。

输出电流目标值Ia*被计算作为具有与电网电压检测值Va相同的相位的正弦波，如由以上表达式(3)所示。也就是说，控制处理单元30对逆变器电路11进行控制，以使得从逆变器装置1输出的AC电力的电流相位与电网电压(电网电压检测值Va)的相位相同。

在计算了逆变器电流目标值Iinv*之后，第一计算区段51将逆变器电流目标值Iinv*提供给第一加法器52。

逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*而受反馈控制。

和逆变器电流目标值Iinv*一样，将当前逆变器电流检测值Iinv提供给第一加法器52。

第一加法器52计算逆变器电流目标值Iinv*与当前逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且将计算结果提供给补偿器53。

当提供了所述差异时，补偿器53基于比例系数等计算允许所述差异收敛的逆变器电压基准值Vinv#，以使得逆变器电流检测值Iinv变成逆变器电流目标值Iinv*。补偿器53将逆变器电压基准值Vinv#提供给逆变器电路控制单元33，从而致使逆变器电路11来根据逆变器输出电压目标值Vinv*输出电力。

将从逆变器电路11输出的被第二加法器54减去了电网电压检测值Va的电力提供给AC电抗器22，并且然后反馈回来作为新的逆变器电流检测值Iinv。然后，通过第一加法器52来再次计算逆变器电流目标值Iinv*与逆变器电流检测值Iinv之间的差异，并且如上所述基于所述差异来控制逆变器电路11。

如上所述，使逆变器电路11基于逆变器电流目标值Iinv*和逆变器电流检测值Iinv而受反馈控制(步骤S4)。

另一方面，将由第一计算区段51计算的逆变器电流目标值Iinv*以及DC输入电压检测值Vg.i和电网电压检测值Va提供给第二计算区段61。

第二计算区段61基于以下表达式(5)而计算逆变器输出电压目标值Vinv*(步骤S5)。

逆变器输出电压目标值Vinv*＝Va+s LaIinv*...(5)

在表达式(5)中，La是AC电抗器的电感，且s是拉普拉斯算子。

以上表达式(5)使用相对于时间t的导数表示如下。

Vinv*＝Va+La×(d Iinv*/dt)...(5a)

表达式(5)和(5a)中右侧的第二项是鉴于AC电抗器22的两端之间生成的电压而添加的值。

在本实施例中，逆变器输出电压目标值Vinv*(电压目标值)是基于属于用于控制逆变器电路11的电流目标值的逆变器电流目标值Iinv*而设置的，以使得从逆变器装置1输出的AC电力的电流具有与电网电压检测值Va相同的相位。

在计算了逆变器输出电压目标值Vinv*之后，第二计算区段61将DC输入电压检测值Vg与逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值进行比较，并且确定较大的一个值是升压转换器电压目标值Vo*，如由以下表达式(6)所示(步骤S6)。

升压转换器电压目标值Vo*＝

Max(Vg，Vinv*的绝对值)...(6)

在表达式(6)中，升压转换器电压目标值Vo*是从升压转换器10和41二者输出的电力的电压目标值。

对于Vg，如由以下表达式(7)所示，采用升压转换器10和41的DC输入电压检测值Vg中的最大值。

Vg＝Max(Vg.i)...(7)

另外，第二计算区段61基于以下表达式(8)而计算升压转换器电流目标值Iin*(步骤S7)。

升压转换器电流目标值Iin.i*＝

((Iinv*×Vinv*)+(s CoVo*)×Vo*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(8)

在表达式(8)中，Co是电容器19(滤波电容器)的电容，且s是拉普拉斯算子。

以上表达式(8)使用相对于时间t的导数表示如下。

Iin.i*＝

((Iinv*×Vinv*)+(Co×dVo*/dt)×Vo*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(8a)

如果检测出流动经过电容器19的电流，并且所述检测的电流用Ico来表示，则获得以下表达式。

Iin.i*＝

((Iinv*×Vinv*)+Ico×Vo*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(8b)

在表达式(8)、(8a)和(8b)中，添加至逆变器电流目标值Iinv*和逆变器输出电压目标值Vinv*的乘积的项是鉴于流动经过电容器19的无功功率而添加的值。也就是说，除了逆变器电路11的电力目标值之外也考虑无功功率允许更精确地计算Iin.i*的值。

另外，如果提前测量逆变器装置1的电力损耗PLOSS，则以上表达式(8a)可以表示如下。

Iin.i*＝

((Iinv*×Vinv*)+(Co×dVo*/dt)×Vo*+PLOSS)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(8c)

类似地，以上表达式(8b)可以表示如下。

Iin.i*＝

((Iinv*×Vinv*)+Ico×Vo*+PLOSS)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(8d)

在这种情况下，除了逆变器电路11的电力目标值之外也考虑无功功率和电力损耗PLOSS允许更严密地计算Iin.i*的值。

如果电容器19的电容Co和电力损耗PLOSS充分地小于(Iinv*×Vinv*)，则获得以下表达式(9)。使用表达式(9)简化计算处理并且缩短计算时间。

升压转换器电流目标值Iin.i*＝

(Iinv*×Vinv*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(9)

表达式(9)中右侧上的系数{Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>}是用于计算Iin.i*的比例划分系数，且所述比例划分系数通过用{Ig.i*×Vg.i/Σ<Ig.i*×Vg.i>}除以DC输入电压检测值Vg.i获得的，所述{Ig.i*×Vg.i/Σ<Ig.i*×Vg.i>}是升压转换器10和41中的每个的DC电力的电力值(Ig.i*Vg.i)与Σ<Ig.i*×Vg.i>的比率，所述Σ<Ig.i*×Vg.i>是通过对升压转换器10和41的DC电力求和而获得的总电力值，如由以下表达式所示。

{Ig.i*×Vg.i/Σ<Ig.i*×Vg.i>}/Vg.i＝Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>...(10)

表达式(10)可以是以下表达式(11)。

<Iin.i>/Σ<Iin.i×Vg.i>...(11)

第二计算区段61如上所述计算升压转换器电流目标值Iin.i*(升压转换器电流目标值Iin.1*和Iin.2*)。第二计算区段61将升压转换器电流目标值Iin.1*提供给第三加法器62。

第一升压转换器10基于升压转换器电流目标值Iin.1*而受反馈控制。

和升压转换器电流目标值Iin.1*一样，将当前第一升压转换器电流检测值Iin.1提供给第三加法器62。

第三加法器62计算升压转换器电流目标值Iin.1*与当前第一升压转换器电流检测值Iin.1之间的差异，并且将计算结果提供给补偿器63。

当提供了上述差异时，补偿器63基于比例系数等计算允许所述差异收敛的第一升压转换器电压基准值Vbc1#，以使得第一升压转换器电流检测值Iin.1变成升压转换器电流目标值Iin.1*。补偿器63将第一升压转换器电压基准值Vbc1#提供给第一升压转换器控制单元32，从而致使第一升压转换器10来根据升压转换器电压目标值Vo*输出电力。

将从第一升压转换器10输出的被第四加法器64减去了DC输入电压检测值Vg.1的电力提供给DC电抗器15，并且然后反馈回来作为新的第一升压转换器电流检测值Iin.1。然后，通过第三加法器62来再次计算升压转换器电流目标值Iin.1*与第一升压转换器电流检测值Iin.1之间的差异，并且如上所述基于所述差异来控制第一升压转换器10。

如上所述，使第一升压转换器10基于升压转换器电流目标值Iin.1*和第一升压转换器电流检测值Iin.1而受反馈控制(步骤S8)。

第二计算区段61将升压转换器电流目标值Iin.2*提供给第五加法器72。

第二升压转换器41基于升压转换器电流目标值Iin.2*而受反馈控制。

和升压转换器电流目标值Iin.2*一样，将当前第二升压转换器电流检测值Iin.2提供给第五加法器72。

第五加法器72计算升压转换器电流目标值Iin.2*与当前第二升压转换器电流检测值Iin.2之间的差异，并且将计算结果提供给补偿器73。

当提供了上述差异时，补偿器73基于比例系数等计算允许所述差异收敛的第二升压转换器电压基准值Vbc2#，以使得第二升压转换器电流检测值Iin.2变成升压转换器电流目标值Iin.2*。补偿器73将第二升压转换器电压基准值Vbc2#提供给第二升压转换器控制单元35，从而致使第二升压转换器41来根据升压转换器电压目标值Vo*输出电力。

因此，与第一升压转换器10中一样，使第二升压转换器41基于升压转换器电流目标值Iin.2*和第二升压转换器电流检测值Iin.2而受反馈控制(步骤S8)。

在以上步骤S8之后，控制处理单元30基于以上表达式(1)而计算当前输入电力平均值<Pin.i>(步骤S9)。

基于与先前已经计算的输入电力平均值<Pin.i>的比较，控制处理单元30对DC输入电流目标值Ig.i*进行设置，以使得输入电力平均值<Pin.i>变成最大值(遵循最大功率点)。

因此，控制处理单元30对升压转换器10和41二者以及逆变器电路11进行控制，同时为第一阵列2和第二阵列执行MPPT控制。

图8是示出逆变器输出电压目标值Vinv*的示例的示图。在图8中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。虚线指示商业电力电网3的电压波形，且实线指示逆变器输出电压目标值Vinv*的波形。

逆变器装置1通过根据图7中的流程图的控制使用图8中所示出的逆变器输出电压目标值Vinv*作为电压目标值来输出电力。

因此，逆变器装置1输出具有根据图8中所示出的逆变器输出电压目标值Vinv*的波形的电压的电力。

如图8中所示，两个波形具有几乎相同的电压值和相同的频率，但是逆变器输出电压目标值Vinv*的相位超前商业电力电网3的电压的相位达几度。

本实施例的控制处理单元30致使逆变器输出电压目标值Vinv*超前商业电力电网3的电压的相位达约三度，同时如上所述为升压转换器10和逆变器电路11执行反馈控制。

致使逆变器输出电压目标值Vinv*的相位超前商业电力电网3的电压的相位的角度可以是几度，并且如后面所描述，将所述角度设置在此种范围内，以使得与商业电力电网3的电压波形存在差异的电压波形的相位超前商业电力电网3的电压波形的相位达90度。例如，相位超前角度的度数被设置成大于0度且小于10度。

<<3升压转换器的电压目标值>>

在本实施例中，如上所述，连接至第二升压转换器41的第二阵列40被配置为输出具有比从第一阵列2输出的电力的电压小的电压的电力。

另一方面，如由以上表达式(6)和(7)以及图7中的步骤S6所示，属于从升压转换器10和41二者输出的电力的电压目标值的升压转换器电压目标值Vo*被如下设置。

也就是说，将第一阵列2的第一DC输入电压检测值Vg.1和第二阵列40的第二DC输入电压检测值Vg.2相互比较，并且选择属于较高电压的第一DC输入电压检测值Vg.1(表达式(7))。

随后，将选择的第一DC输入电压检测值Vg.1和逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值相互比较，并且采用较高的值，因此获得升压转换器电压目标值Vo*。

图9A、图9B和图9C是示出如何计算升压转换器电压目标值Vo*的示意性示图。图9A示出逆变器输出电压目标值Vinv*与第一DC输入电压检测值Vg.1之间的比较。在附图中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。

控制处理单元30将第一DC输入电压检测值Vg.1与逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值进行比较，并且采用较高的值。因此，在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，升压转换器电压目标值Vo*的波形遵循逆变器输出电压目标值Vinv*，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。

图9B示出升压转换器电压目标值Vo*的波形。如图9B中所示，在逆变器输出电压目标值Vinv*等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，升压转换器电压目标值Vo*的波形遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。

因此，如图9B中所示，因为升压转换器电压目标值Vo*的最小电压值是第一DC输入电压检测值Vg.1，所以升压转换器电压目标值Vo*始终具有比第二DC输入电压检测值Vg.2大的电压，并且防止所述升压转换器电压目标值Vo*变得小于第一DC输入电压检测值Vg.1。

也就是说，第二升压转换器41始终执行升压操作，以输出具有根据升压转换器电压目标值Vo*的电压的电力。

例如，如果使用第二DC输入电压检测值Vg.2作为基准来升高将从第二升压转换器41输出的电力，那么从第二升压转换器41输出的电力在图9C中的范围K内具有比第一DC输入电压检测值Vg.1小的电压值，并且当仅从第一阵列2供应电力时，无法获得从第二阵列40供应的电力。因此，阵列2和40的电力供应效率可能整体上降低。

就这一点而言，在本实施例中，如图9C中所示，对第二升压转换器41进行控制，以使得将从第二升压转换器41输出的电力的电压值在范围K内与第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致，其中逆变器输出电压目标值Vinv*等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1。因此，从第二升压转换器41输出的电力的最小电压值可以与第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致。

因此，可以防止从第二升压转换器41输出的电力的电压值变得明显小于从第一升压转换器10输出的电力的电压值。因此，可以防止无法获得从第二阵列40通过第二升压转换器41的电力供应的时段K的发生，从而可以抑制电源效率的降低。

在本实施例中，为了计算属于每个升压转换器的电流目标值的升压转换器电流目标值Iin.i*，如由以上表达式(8)所示，使从逆变器电路11输出的AC电力的电力值乘以升压转换器10和41中的每个的电力值与通过对升压转换器10和41的电力求和而获得的总电力值的比率，从而获得升压转换器电流目标值Iin.i*。因此，可以适当地获得相应升压转换器10和41的电流目标值。因此，从第二升压转换器41输出的电力的最小电压值与第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致。

如果基于升压转换器电流目标值Iin.1*而控制第一升压转换器10，则第一升压转换器10在逆变器输出电压目标值Vinv*小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间停止升压操作，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间执行升压操作。

应注意，从第二升压转换器41输出的电力的电压值(第二DC输入电压检测值Vg.2)与第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致的状态表示这些电压彼此一致达以下程度的状态：当电力是从第一升压转换器10和第二升压转换器41供应时，可以从两个升压转换器获得电力供应。

图10是示出DC输入电压检测值Vg.1和Vg.2以及升压转换器电压目标值Vo*以及每个目标值中的时间变化的模拟结果的图表。

在图10中，上图表示出逆变器输出电压目标值Vinv*与电网电压检测值Va之间的关系，中间图表示出DC输入电压值Vg.1和Vg.2与升压转换器电压目标值Vo*之间的关系，且下图表示出升压转换器电流目标值Iin.1*和Iin.2*。

如图10中所示，可以确认的是，在逆变器输出电压目标值Vinv*等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，升压转换器电压目标值Vo*的波形遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。

<<4用于第一升压转换器和逆变器电路的控制>>

第一升压转换器控制单元32(图3)控制第一升压转换器10的开关元件Qb1。逆变器电路控制单元33控制逆变器电路11的开关元件Q1至Q4。

第一升压转换器控制单元32和逆变器电路控制单元33分别生成第一升压转换器载波和逆变器电路载波，并且使用属于从控制处理单元30提供的目标值的第一升压转换器电压基准值Vbc1#和逆变器电压基准值Vinv#来调制这些载波，以生成用于驱动每个开关元件的驱动波形。

第一升压转换器控制单元32和逆变器电路控制单元33基于所述驱动波形而控制每个开关元件，从而致使第一升压转换器10和逆变器电路11输出具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的波形的电压波形的AC电力。

在图11中，(a)是示出第一升压转换器载波与第一升压转换器电压基准值Vbc1#的波形之间的比较的图表。在图11的(a)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。在图11的(a)中，为了促进理解，与实际波长相比，第一升压转换器载波的波长被拉长。

由第一升压转换器控制单元32生成的升压转换器载波是具有为“0”的最小值的三角波，并且具有从控制单元30提供的被设置在升压转换器电压目标值Vo*的振幅A1。

升压转换器载波的频率由升压转换器控制单元32根据来自控制处理单元30的控制命令进行设置，以便实现预定的占空比。

如上所述，升压转换器电压目标值Vo*变化，以便在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大体上等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。因此，第一升压转换器载波的振幅A1也根据升压转换器电压目标值Vo*变化。

在本实施例中，第一DC输入电压检测值Vg.1是250伏，且商业电力电网3的电压的振幅是288伏。

第一升压转换器电压基准值Vbc1#的波形(下文中可以称作第一升压转换器基准波Vbc1#)对应于由控制处理单元30基于升压转换器电流目标值Iin.1*而计算的值，并且在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段W1期间具有正值。在时段W1期间，第一升压转换器基准波Vbc1#具有接近由升压转换器电压目标值Vo*创建的波形的形状的波形，并且横跨第一升压转换器载波。

第一升压转换器控制单元32将第一升压转换器载波与第一升压转换器基准波Vbc1#进行比较，并且生成用于驱动开关元件Qb1的驱动波形，以便在属于DC电抗器15的两端之间的电压的目标值的第一升压转换器基准波Vbc1#等于或大于第一升压转换器载波的时段期间被接通，并且在第一升压转换器基准波Vbc1#等于或小于载波的时段期间被断开。

在图11中，(b)示出由第一升压转换器控制单元32生成的用于驱动开关元件Qb1的驱动波形。在图11的(b)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。图11的(b)中的横轴与图11的(a)中的横轴一致。

驱动波形指示开关元件Qb1的开关操作。当驱动波形被提供给开关元件Qb1时，致使开关元件Qb1来根据驱动波形执行开关操作。所述驱动波形形成控制命令，以当电压是0伏时断开开关元件，并且当电压是加电压时接通开关元件。

第一升压转换器控制单元32生成驱动波形，以使得在逆变器输出电压目标值Vinv*的电压值的绝对值等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的范围W1期间执行开关操作。因此，在绝对值等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的范围内，对开关元件Qb1进行控制以停止开关操作。

每个脉冲宽度由属于三角波的第一升压转换器载波的截距确定。因此，在电压较高的部分脉冲宽度较大。

如上所述，第一升压转换器控制单元32利用第一升压转换器基准波Vbc1#调制第一升压转换器载波，以生成代表用于开关的脉冲宽度的驱动波形。第一升压转换器控制单元32基于生成的驱动波形为第一升压转换器10的开关元件Qb1执行PWM控制。

在二极管16的正向中传导电流的开关元件Qbu与二极管16并行设置的情况下，为开关元件Qbu使用从用于开关元件Qb的驱动波形反转的驱动波形。为了防止开关元件Qb和开关元件Qbu同时传导电流，在开关元件Qbu的驱动脉冲从“关”改变到“开”的部分提供约1微秒的死区时间。

在图12中，(a)是示出逆变器电路载波与逆变器电压基准值Vinv#的波形之间的比较的图表。在图12的(a)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。而且在图12的(a)中，为了促进理解，与实际波长相比，逆变器电路载波的波长被拉长。

由逆变器电路控制单元33生成的逆变器电路载波是具有0伏振幅中心的三角波，并且其一侧振幅被设置成升压转换器电压目标值Vo*(用于电容器23的电压目标值)。因此，逆变器电路载波具有其振幅A2是第一DC输入电压检测值Vg.1的两倍(500伏)大的时段，和振幅A2是商业电力电网3的电压的两倍(最大576伏)大的时段。

其频率由逆变器电路控制单元33根据来自控制处理单元30的控制命令等进行设置，以便实现预定的占空比。

如上所述，升压转换器电压目标值Vo*变化，以在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大体上等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段W1期间，遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段(即，时段W2)期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。因此，逆变器电路载波的振幅A2也根据升压转换器电压目标值Vo*变化。

逆变器电压基准值Vinv#的波形(下文中可以称作逆变器电路基准波Vinv#)对应于由控制处理单元30基于逆变器电流目标值Iinv*而计算的值，并且被设置成具有与商业电力电网3的电压振幅(288伏)大体上相同的振幅。因此，逆变器电路基准波Vinv#在电压值在-Vg.1与+Vg.1之间的范围内横跨逆变器电路载波。

逆变器电路控制单元33将逆变器电路载波与逆变器电路基准波Vinv#进行比较，并且生成用于驱动开关元件Q1至Q4的驱动波形，以便在逆变器电路基准波Vinv#等于或大于逆变器电路载波的时段期间被接通，并且在逆变器电路基准波Vinv#等于或小于载波的时段期间被断开。

在图12中，(b)示出由逆变器电路控制单元33生成的用于驱动开关元件Q1的驱动波形。在图12的(b)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。图12的(b)中的横轴与图12的(a)中的横轴一致。

逆变器电路控制单元33生成驱动波形，以使得开关操作在逆变器电路基准波Vinv#的电压在-Vg.1与+Vg.1之间的范围W2中得以执行。因此，在其它范围内，对开关元件Q1进行控制，以停止开关操作。

在图12中，(c)示出由逆变器电路控制单元33生成的用于驱动开关元件Q3的驱动波形。在图12的(c)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。

逆变器电路控制单元33将载波与由图12的(a)中的虚线指示的与逆变器电路基准波Vinv#反转的波形进行比较，以生成用于开关元件Q3的驱动波形。

而且，在这种情况下，逆变器电路控制单元33生成驱动波形，以使得开关操作在逆变器电路基准波Vinv#(与其反转的波形)的电压在-Vg.1与+Vg.1之间的范围W2中得以执行。因此，在其它范围内，对开关元件Q3进行控制，以停止开关操作。

逆变器电路控制单元33生成与用于开关元件Q1的驱动波形反转的波形作为用于开关元件Q2的驱动波形，并且生成与用于开关元件Q3的驱动波形反转的波形作为用于开关元件Q4的驱动波形。

如上所述，逆变器电路控制单元33利用逆变器电路基准波Vinv#调制逆变器电路载波，以生成代表用于开关的脉冲宽度的驱动波形。逆变器电路控制单元33基于生成的驱动波形为逆变器电路11的开关元件Q1至Q4执行PWM控制。

本实施例的第一升压转换器控制单元32致使第一升压转换器10输出电力，以使得流动经过DC电抗器15的电流与升压转换器电流目标值Iin.1*一致。因此，致使第一升压转换器10来在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大体上等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段W1(图11)期间执行开关操作。第一升压转换器10在时段W1期间输出具有等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的电压且接近逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值的电力。另一方面，在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大体上等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，升压转换器控制单元32停止升压转换器10的开关操作。因此，在绝对值等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1时段期间，第一升压转换器10将从第一阵列2输出的DC电力输出给逆变器电路11，而不升高其电压。

本实施例的逆变器电路控制单元33致使逆变器电路11输出电力，以使得流动经过AC电抗器22的电流与逆变器电流目标值Iinv*一致。因此，致使逆变器电路11在逆变器输出电压目标值Vinv*大体上在-Vg.1与+Vg.1之间的范围W2(图12)期间执行开关操作。也就是说，致使逆变器电路11来在逆变器输出电压目标值Vinv*的电压的绝对值等于或小于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间执行开关操作。

因此，当第一升压转换器10的开关操作停止时，逆变器电路11执行开关操作以输出接近逆变器输出电压目标值Vinv*的AC电压。

另一方面，在除了逆变器输出电压目标值Vinv*的电压基本上在-Vg.1与+Vg.1之间的时段W2以外的时段中，逆变器电路控制单元33停止逆变器电路11的开关操作。在该时段期间，由第一升压转换器10升高的电力被提供给逆变器电路11。因此，开关操作被停止的逆变器电路11输出从第一升压转换器10提供的电力，而不降低其电压。

也就是说，本实施例的逆变器装置1致使第一升压转换器10和逆变器电路11来执行开关操作，以便在它们之间交替地开关，并相互叠加它们各自的输出电力，从而输出具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的AC电力。

如上所述，在本实施例中，执行控制以使得在输出对应于将从逆变器装置1输出的AC电力的电压大于第一DC输入电压检测值Vg.1的部分的电压的情况下操作第一升压转换器10；并且在输出对应于AC电力的电压小于第一DC输入电压检测值Vg.1的部分的电压的情况下操作逆变器电路11。因此，因为逆变器电路11未降低已经由第一升压转换器10升高的电力，所以可以减小降低电压过程中的电位差，由此降低由于升压转换器的开关而产生的损耗，并且可以以提高的效率来输出AC电力。

另外，对于第一升压转换器10和逆变器电路11二者，因为是基于由控制单元12设置的逆变器电流目标值Iinv*而计算逆变器输出电压目标值Vinv*的，所以可以抑制被输出以便交替地开关的升压转换器的电力与逆变器电路的电力之间出现偏差或失真。

控制处理单元30的第一升压转换器控制单元32可以控制第一升压转换器10，以便在大于略小于第一DC输入电压检测值Vg.1的电压值的范围内操作，并且在等于或小于略小于第一DC输入电压检测值Vg.1的电压值的范围内停止开关操作。

在这种情况下，有意地提供从第一升压转换器10输出的电力与从逆变器电路11输出的电力被相互叠加的时段，由此在第一升压转换器10和逆变器电路11彼此开关的部分处可以平滑地连接电流波形。

在此，略小于第一DC输入电压检测值Vg.1的电压值表示被设置以便允许从第一升压转换器10输出的电流波形与从逆变器电路11输出的电流波形之间的平滑连接的电压值，也就是被设置成小于第一DC输入电压检测值Vg.1的电压值，以使得第一升压转换器10的输出和逆变器电路11的输出相互叠加达电流波形二者之间的平滑连接所需要的程度。

图13是示出用于开关元件Qb1以及Q1至Q4的基准波和驱动波形的示例的示图。

图13从最上侧开始示出以下图表：逆变器电路的基准波Vinv#和载波，开关元件Q1的驱动波形，第一升压转换器的基准波Vbc1#和载波，开关元件Qb的驱动波形，以及从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的目标值和实际测量值。这些图表的横轴指示时间，并且彼此一致。

如图13中所示，已经发现，对输出电流进行了控制，以使得所述输出电流的实际测量值Ia与目标值Ia*一致。

另外，已经发现，对第一升压转换器10的开关元件Qb1执行开关操作的时段和逆变器电路11的开关元件Q1至Q4执行开关操作的时段进行了控制，以便在它们之间交替地开关。

<<5用于第二升压转换器的控制>>

第二升压转换器控制单元35(图3)控制第二升压转换器41的开关元件Qb2。

第二升压转换器控制单元35生成第二升压转换器载波，并且利用从控制处理单元30提供的第二升压转换器电压基准值Vbc2#调制该载波，以生成用于驱动开关元件Qb2的驱动波形。

第二升压转换器控制单元35和逆变器电路控制单元33基于驱动波形而控制每个开关元件，从而致使逆变器电路11输出具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的波形的电压波形的AC电力。

在图14中，(a)是示出第二升压转换器载波与第二升压转换器电压基准值Vbc2#的波形之间的比较的图表。在图14的(a)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。

由第二升压转换器控制单元35生成的第二升压转换器载波是三角波，且具有设置成与升压转换器电压目标值Vo*的电压振幅相同的值(振幅A1)的振幅。第二升压转换器载波的频率由第二升压转换器控制单元35根据来自控制处理单元30的控制命令等进行设置，以便实现预定的占空比。

在本实施例中，第二DC输入电压检测值Vg.2是150伏。

如上所述，升压转换器电压目标值Vo*变化，以便在逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值大体上等于或大于第一DC输入电压检测值Vg.1的时段期间，遵循逆变器输出电压目标值Vinv*的绝对值，并且在其它时段期间，遵循第一DC输入电压检测值Vg.1。因此，第二升压转换器载波的振幅也根据升压转换器电压目标值Vo*变化。

第二升压转换器电压基准值Vbc2#的波形(下文中可以称作第二升压转换器基准波Vbc2#)对应于由控制处理单元30基于升压转换器电流目标值Iin.2*而计算的值，并且在整个范围上几乎具有正值，与第一升压转换器基准波Vbc1#不同。因此，第二升压转换器电压基准值Vbc2#几乎横跨第二升压转换器载波的整个范围。

第二升压转换器控制单元35将第二升压转换器载波与第二升压转换器电压基准值Vbc2#进行比较，并且生成用于驱动开关元件Qb2的驱动波形，以便在第二升压转换器电压基准波Vbc2#等于或大于第二升压转换器载波的时段期间被接通，并且在第二升压转换器基准波Vbc2#等于或小于第二升压转换器载波的时段期间被断开。

在图14中，(b)示出由第二升压转换器控制单元35生成的用于驱动开关元件Qb2的驱动波形。在图14的(b)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。图14的(b)中的横轴与图14的(a)中的横轴一致。

第二升压转换器电压基准值Vbc2#如上所述几乎横跨第二升压转换器载波的整个范围。因此，第二升压转换器控制单元35生成驱动波形，以便致使开关元件Qb2在整个范围上执行开关操作。

如上所述，第二升压转换器控制单元35利用第二升压转换器电压基准值Vbc2#调制第二升压转换器载波，以生成代表用于开关的脉冲宽度的驱动波形。第二升压转换器控制单元35基于生成的驱动波形为第二升压转换器41的开关元件Qb2执行PWM控制。

虽然是基于上述驱动波形而进行控制的，但是第二升压转换器41输出接近第二升压转换器电流目标值Iin.2*的电流波形。因此，从第二升压转换器41输出的电力的最小电压值与第一DC输入电压检测值Vg.1大致上一致(参见图9B中)，由此可以防止从第二升压转换器41输出的电力的电压值变得显著小于从第一升压转换器10输出的电力的电压值。因此，可以防止无法获得从第二阵列40通过第二升压转换器41的电力供应的时段的发生，从而可以抑制电源效率的降低。

从第二升压转换器41提供给逆变器电路11的电力的电压与从第一升压转换器10提供给逆变器电路11的电力(由第一升压转换器10升高的电力和从第一阵列2输出的DC电力)的电压大致上一致。因此，将从第二升压转换器41提供给逆变器电路11的电力叠加在将从第一升压转换器10提供给逆变器11的电力上，并且然后将得到的电力提供给逆变器电路11。

基于从升压转换器10和41二者提供的电力，逆变器电路11如上所述输出具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的AC电力。

<<6输出的AC电力的电流相位>>

本实施例的升压转换器10和41二者以及逆变器电路11通过由控制单元12的控制而将具有接近逆变器输出电压目标值Vinv*的电压波形的AC电力提供给连接在下一级处的滤波器电路21。逆变器装置1经由滤波器电路21将AC电力输出给商业电力电网3。

在此，逆变器输出电压目标值Vinv*如上所述由控制处理单元30生成，以便具有超前商业电力电网3的电压相位达几度的电压相位。

因此，由升压转换器10和41二者以及逆变器电路11输出的AC电压也具有超前商业电力电网3的电压相位达几度的电压相位。

因此，来自升压转换器10和41二者以及逆变器电路11的AC电压被应用于滤波器电路21的AC电抗器22(图2)的一端，并且商业电力电网3的电压被应用于另一端。因此，相位彼此相差几度的电压被应用于AC电抗器22的相应端。

在图15中，(a)是示出从逆变器电路11、商业电力电网3输出的AC电压的电压波形和AC电抗器22的两端之间的电压的图表。在图15的(a)中，纵轴指示电压，且横轴指示时间。

如图15的(a)中所示，当相位彼此相差达几度的电压被应用于AC电抗器22的相应端时，AC电抗器22的两端之间的电压等于应用于AC电抗器22的相应端的电压与相位彼此相差达几度的电压之间的差异。

因此，如图15的(a)中所示，AC电抗器22的两端之间的电压的相位超前商业电力电网3的电压的相位达90度。

在图15中，(b)是示出流动经过AC电抗器22的电流的波形的图表。在图15的(b)中，纵轴指示电流，且横轴指示时间。图15的(b)中的纵轴与图15的(a)中的纵轴一致。

AC电抗器22的电流相位落后其电压相位达90度。因此，如图15的(b)中所示，经由AC电抗器22输出的AC电力的电流相位与商业电力电网3的电流相位同步。

因此，虽然从逆变器电路11输出的电压的相位超前商业电力电网3的相位达几度，但是从逆变器11输出的电流的相位与商业电力电网3的电流的相位一致。

因此，从逆变器装置1输出的AC电力的电流波形的相位与商业电力电网3的电压相位一致。

因此，可以输出与商业电力电网3的电压同相的AC电力。

<<7其它>>

在以上实施例中，已经示出两个太阳能电池阵列(即，第一阵列2和第二阵列40)并行连接至逆变器11的示例。然而，例如，可以连接更多太阳能电池阵列，并且可以连接连接有太阳能电池阵列的多个升压转换器。在这种情况下，在所连接的更多太阳能电池阵列中，输出具有最高电压值的电力的太阳能电池阵列可以被用作以上实施例的第一阵列2，且其它阵列可以被用作以上实施例的第二阵列40。

而且，在这种情况下，处于具有最高电压值的太阳能电池阵列的最佳操作点处的电压值被用作第一输入电压设定值Vset1，并且对其它太阳能电池阵列进行控制，以使得从其它太阳能电池阵列输出的电力的最小电压值与第一输入电压设定值Vset1大致上一致。

而且，在这种情况下，可以防止无法获得从多个太阳能电池阵列供应电力的时段的发生，从而可以抑制逆变器装置1的效率的降低。

在以上实施例中，逆变器电路、第一升压转换器和第二升压转换器的载波的振幅被设置成升压转换器电压目标值Vo*。然而，可以提供用于检测电容器19的两端之间的电压的电压传感器，以获得升压转换器电压检测值Vo，并且可以使用升压转换器电压检测值Vo来执行控制。

在这种情况下，升压转换器电压检测值Vo可以用作每个载波的振幅。因此，即使当DC电源的电网电压或输出电压变化时，也可以输出具有降低的失真的AC电流。

<<8考虑总体配置的变化的控制>>

<<8.1单个DC电源>>

上述逆变器装置1已经被描述为基于来自多个太阳能电池阵列2、40的输出而执行与商业电力电网3的电力互连的装置。然而，可以提供仅在单个系统中的太阳能电池阵列。通过考虑以上省略了“.i”的表达式，获得了用于控制基于单个系统中的太阳能电池阵列的输出而执行与商业电力电网3的电力互连的逆变器装置1的对应表达式。

关于表达式(1)，获得以下表达式。

输入电力平均值<Pin>＝<Iin×Vg>...(1s)

在此，Pin是输入电力，Iin是升压转换器电流检测值，且Vg是DC输入电压检测值。

关于表达式(2)，获得以下表达式。

<Ia*>＝<Ig*×Vg>/<Va>...(2s)

在此，Ia*是输出电流目标值，且Ig*是DC输入电流目标值。

表达式(3)至(6)未改变。因此，相同的表达式将再次显示，作为下面的(3s)至(6s)。

输出电流目标值Ia*＝(2^1/2)×<Ia*>×sinωt...(3s)

逆变器电流目标值Iinv*＝Ia*+s CaVa...(4s)

逆变器输出电压目标值Vinv*＝Va+s LaIinv*...(5s)

升压转换器电压目标值Vo*＝Max(Vg，Vinv*的绝对值)...(6s)

应注意，Vg值的数目是一个，并且因此不必考虑表达式(7)。

关于表达式(8)，获得以下表达式。

升压转换器电流目标值Iin*＝

((Iinv*×Vinv*)+(s CoVo*)×Vo*)/Vg...(8s)

关于表达式(9)，获得以下表达式。

升压转换器电流目标值Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(9s)

在执行由以上表达式(1s)至(9s)所代表的控制的逆变器装置中，升压转换器和逆变器电路各自执行必要的最小次数的高频开关(最小开关控制)。另外，逆变器电路操作，以便避免AC电压以及其附近的绝对值的峰值，并且升压转换器操作，以便避免AC电压以及其附近的零交叉点。因此，在高频开关中，相对地减小了应用于半导体元件和电抗器的电压。这还有助于减少半导体元件中的开关损耗和电抗器中的铁损。因此，可以减少逆变器装置中的全部损耗。

为了实现最小开关控制，理想地，更可取的是逆变器电路和升压转换器交替地执行高频开关，以使它们的相应高频开关时段彼此不重叠。然而，在实践中，即使两个时段彼此略微重叠，只要为逆变器电路和升压转换器中的每个提供停止时段，也可以降低损耗，从而引起效率的提高。

另外，如后面所描述，存在有意地致使逆变器电路和升压转换器在相同的时段内执行开关的情况。

<<8.2反向的转换>>

在以上描述中，已经描述了从作为DC电源的太阳能电池阵列(2,40)到商业电力电网3的“向上方向”上的电力转换。然而，可以使用蓄电池来代替太阳能电池阵列。在这种情况下，变得能够执行以下两个操作：(a)从蓄电池供应电力给消耗装置中的AC载荷，以及(b)利用来自AC电网的电力为蓄电池充电。在操作(a)中，执行与电力互连中相同的控制。然而，未执行电力的反向流(售电)。在操作(b)中，控制中的符号被改变，由此可以通过类似的控制来有效地执行操作。在为蓄电池充电的过程中，图2中的逆变器电路11作为升压转换器与AC电抗器22协作操作，并且另一方面，升压转换器(例如，10)作为降压转换器操作。应注意，为了执行降压操作，有必要使用开关元件来代替二极管16。开关元件由控制单元12控制。

也就是说，在被假定为向上方向的逆变器装置(升压转换器、逆变器电路)中，如果也将为蓄电池充电的向下方向纳入考虑，那么能够如下考虑将被替代的每个部分的名称。

逆变器装置(1)→电力转换装置(1)

升压转换器(10,41)→DC/DC转换器(10,41)

逆变器电路(11)→DC/AC转换器(11)

电力转换装置1的在向下方向(为蓄电池充电)上的控制过程中的各种值如下所示。

Ia*：来自商业电力电网3的输入电流的目标值

Iin：DC/DC转换器的电流检测值

Iin*：DC/DC转换器的电流目标值

Iinv*：至DC/AC转换器的AC输入电流的目标值

Ig*：至蓄电池的DC输入电流的目标值

Va：电网电压检测值

Vg：蓄电池电压值

Vinv*：至DC/AC转换器的AC输入电压的目标值

Vo*：至DC/DC转换器的输入电压的目标值

Pin：至蓄电池的输入电力

因此，可以应用对应于以上表达式(1s)至(6s)和(8s)的以下关系。

对应于表达式(1s)的至蓄电池的输入电力Pin的平均值<Pin>表示如下。

<Pin>＝<Iin×Vg>...(1r)

对应于表达式(2s)的来自商业电力电网3的输入电流的目标值的平均值<Ia*>表示如下。

<Ia*>＝<Ig*×Vg>/<Va>...(2r)

对应于表达式(3s)的输入电流目标值Ia*表示如下。

Ia*＝(2^1/2)×<Ia*>×sinωt...(3r)

对应于表达式(4s)的AC输入电流目标值Iinv*表示如下。

Iinv*＝Ia*-s CaVa...(4r)

对应于表达式(5s)的AC输入电压目标值Vinv*表示如下。

Vinv*＝Va-ZaIinv*...(5r)

对应于表达式(6s)的DC/DC转换器10的电压目标值Vo*表示如下。

Vo*＝Max(Vg，Vinv*的绝对值)...(6r)

对应于表达式(8s)的电流目标值Iin*表示如下。

Iin*＝{(Iinv*×Vinv*)-(s Co Vo*)×Vo*}/Vg...(8r)

对应于表达式(9s)的电流目标值Iin*表示如下。

Iin*＝(Iinv*×Vinv*)/Vg...(9r)

<<8.3太阳能电池阵列和蓄电池的组合>>

图16是示出系统的示例的框图，其中电力转换装置1被提供在AC电网3A与两种类型的DC电源2、40之间。在图16中，DC电源2是太阳能电池阵列。DC电源40是可充电蓄电池。电力转换装置1的内部配置与图2中的逆变器装置1的内部配置几乎相同，但是有部分不同。AC电网3A经由消耗装置中的配电盘3D连接至商业电力电网3。消耗装置中所使用的载荷(家用电器等)3L连接至配电盘3D。

来自DC电源(太阳能电池阵列)2的输出通过电力转换装置1，以经受至AC电网3A的电力连接，从而供应电力，并且可以出售载荷3L中尚未使用的剩余电力。另外，来自AC电网3A的电力由电力转换装置1进行转换，以为DC电源(蓄电池)40充电。还可以利用来自DC电源(太阳能电池阵列)2的输出为DC电源(蓄电池)40充电。DC电源(蓄电池)40可以将存储的电力供应给载荷3L。

图17是图16中所示出的电力转换装置1的电路图的示例。与图2的差异在于，在不仅可以执行升压操作还可以执行降压操作的DC/DC转换器41中，提供了开关元件Qb3来代替二极管43(图2)，并且AC侧被综合表示成AC电网3A。开关元件Qb3经受控制单元12的斩波器控制。其它配置与图2中相同，并且因此省略了其描述。

<<9Vo*的确定标准的扩展>>

接着，将描述DC/DC转换器10的电压目标值Vo*的确定标准的扩展。

<<9.1考量>>

为了允许以上最小开关控制有效地起作用，将输出给DC母线20的电压的目标值Vo*设置成小于AC电网的AC电压的绝对值的峰值。在此，根据表达式(6)或(6s)，Vo*变成DC/AC转换器11的DC输入电压检测值Vg和电压目标值Vinv*的绝对值中的较大的一个。在电压目标值Vinv*的绝对值相对较小的范围内，DC输入电压检测值Vg变成电压目标值Vo*。

在此，如果AC电压具有202V的额定电压，那么可以实际生成的电压通常在电力公用事业行业法律中所规定的AC 182V至222V的范围内。另一方面，虽然从太阳能电池阵列提取的DC电压具有例如250V的额定电压，但是可能会根据光伏发电的条件而大大改变，并且DC电压的下侧值可以例如减小至DC 50V。而且，基于类型或制造商而定，蓄电池可以具有宽泛的值范围。下面将考虑此种低DC电压对最小开关控制的影响。

图18是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的示例。

作为条件，DC电源的数目n是两个，DC输入电压检测值Vg(即，Max(Vg.i)的值)是200V，Vinv*的有效值是202V，且频率是60Hz(周期：约0.0167秒)。滤波电容器19的电容Co是100μF。

图19是示出电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器19的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。无功功率(Ico×Vo*)可以在两个DC/DC转换器之间共享，并且如果假定它们之间的无功功率是相等的，那么对具有较高电压的DC输入进行转换的DC/DC转换器需要承受Ico×Vo*/n/Vg.i的电流。该值是通过将Ig.i的值假定成在(Ico×Vo*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>中是相等的而获得的值，所述(Ico×Vo*)×Ig.i*/Σ<Ig.i*×Vg.i>是以上表达式(8b)的右侧的一部分。

图20是示出无功电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。

图21是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的另一示例。

作为条件，DC电源的数目n是两个，DC输入电压检测值Vg(即，Max(Vg.i)的值)是50V，Vinv*的有效值是202V，且频率是60Hz(周期：约0.0167秒)。滤波电容器19的电容Co是100μF。

图22是示出电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器19的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。无功功率(Ico×Vo*)可以在两个DC/DC转换器之间共享，并且如果假定它们之间的无功功率是相等的，那么对具有较高电压的DC输入进行转换的DC/DC转换器需要承受Ico×Vo*/n/Vg.i的电流。

图23是示出无功电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。

如从图23与图20之间的比较可以明显看出，在图23中，所承载的电流很大，并且无功电流占据了所述时段的大部分，并且因此占主导地位。因此，变得难以执行最初需要被精确地执行的有功电流控制。

<<9.2措施>>

因此，以上表达式(6)、(6s)、(6r)被如下改变。

也就是说，DC/DC转换器的电压目标值Vo*被设置如下。

Vo*＝Max(Vg，Vinv*的绝对值，Vo_limit)...(6x)

Vg是Max(Vg.i)。对于Vo_limit，提前提供作为电压目标值的下限值(恒定值)的适当值。

在此，例如，Vo_limit的值被设置为200[V]。

作为确定Vo_limit值的方法，被认为可取的是出现无功功率的时段等于或短于1/4周期(π/2[拉德])，所述1/4周期例如即AC 1/2周期的一半。在这种情况下，应确保无功功率为零的时段等于或长于AC(1/2)周期的一半。因此，抑制无功功率的效果得到很好的发挥。

也就是说，在202V电压的情况下，无功功率在与正弦波的峰角相差±(π/4)的范围内发生的此种阈值电压如下所示。

(2^1/2)×202×sin(π/4)＝202

因此，作为接近202V的值，200V被认为是合适的值中的一个。

图24是示出AC电压的电压目标值Vinv*的绝对值、DC输入电压检测值Vg与电压目标值Vo*之中的关系的波形图的示例。电压目标值Vo*是基于以上表达式(6x)而确定的。因此，在Vinv*的绝对值等于或小于Vo_limit的时段期间，Vo*采用属于电压下限值的Vo_limit的值，而不是Vg的值。

图25A是示出在采用图24中所示出的电压目标值Vo*的情况下电压目标值Vo*(实线)以及流动经过电容器19的无功电流Ico(虚线)和无功功率(Ico×Vo*)(点划线)的波形图。

图25B是示出电流(Ico×Vo*/n/Vg.i)的波形图。在图25B中的波形图中，峰值相对较高，且与图23中的峰值没有差异。这是因为无功电流表达式(Ico×Vo*/n/Vg.i)中的分母的Vg.i是与图23的情况和图25B的情况中的50V相同的值。

另一方面，如从与图23的比较可以明显看出，在图25B中，电流变成零的时段增加。也就是说，无功电流流动的时段被缩短。因此，可以减小由于连接至DC母线20的电容器19的两端之间的电压改变而产生的无功功率。因此，可以更加精确地执行最初需要被执行的有功电流控制。

图26A和图26B是图表，出于比较的目的示出在未将下限值提供给Vo*的情况下由DC/DC转换器进行的MPPT控制的特征。在所述图表中，“A”指示电压电流关系，且“B”指示电力。图26A示出输入电压是DC 65V的情况，且由实心圆指示的功率点位于电力的峰值处。因此，实现了MPPT控制。另一方面，图26B示出输入DC电压是DC60V的情况，且由实心圆指示的功率点并非位于电力的峰值处。因此，未实现MPPT控制。这示出以下示例，其中如果未将下限值提供给电压目标值Vo*，则当电压已经减小至DC 60V时无法执行MPPT控制。在模拟中，MPPT效率(提取的DC电力/可以生成的电力)低于90％。

另一方面，图27A和图27B是图表，示出在将电压下限值Vo_limit提供给Vo*的情况下由DC/DC转换器10进行的MPPT控制的特征。在所述图表中，“A”指示电压电流关系，且“B”指示电力。图27A示出输入电压是DC 60V的情况，且由实心圆指示的功率点位于电力的峰值处。因此，实现了MPPT控制。另外，图27B示出输入电压是DC50V的情况，且由实心圆指示的功率点位于电力的峰值处。因此，实现了MPPT控制。也就是说，在将下限值提供给电压目标值Vo*的情况下，即使电压减小至DC 60V也可以实现MPPT控制，并且另外，即使电压减小至DC 50V也可以实现MPPT控制。MPPT效率达到98％或更高。

应注意，除了MPPT控制以外，在蓄电池的情况下，即使DC电压减小至例如约50V，也可以提高充电/放电控制的精度。

如上所述，在将下限值提供给Vo*的情况下，即使输入DC电压减小至约50V，也能够减小由于连接至DC母线的电容器的两端之间的电压改变而出现的无功功率。因此，可以更为精确地执行最初需要被执行的诸如MPPT控制等的有功电流控制。

<<概要>>

在上述电力转换装置(逆变器装置)中，当DC电源的DC电压值(Vg)大于DC电压下限值(Vo_limit)时，DC电源的DC电压值(Vg)和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值(Vinv*)的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值(Vo*)。在这种情况下，DC/DC转换器和DC/AC转换器二者具有在AC周期中的开关停止时段。

另一方面，当DC电源的DC电压值(Vg)小于DC电压下限值(Vo_limit)时，DC电压下限值(Vo_limit)和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值(Vinv*)的绝对值中的较大的一个被用作DC/DC转换器的当时的电压目标值(Vo*)。因此，DC/DC转换器的电压目标值(Vo*)具有通过选择DC电压下限值(Vo_limit)和DC/AC转换器的AC侧的电压目标值(Vinv*)的绝对值中的较大的一个而获得的波形。这表示，当与AC电压的峰值相比DC电压过低时，不停止DC/DC转换器，而是致使DC/DC转换器来执行升压操作以将电压升高至DC电压下限值(Vo_limit)。因此，可以减小由于连接至DC母线的电容器的两端之间的电压改变而产生的无功功率。因此，可以更加精确地执行最初需要被执行的有功电流控制。因此，在基本上执行具有开关操作的停止时段的控制的电力转换装置中，即使当输入了比AC电压的有效值小得多的DC电压时也能够抑制控制精度的降低。

在提供了多对DC电源和DC/DC转换器的情况下，存在DC电源的多个DC电压值。因此，将多个DC电压值中的最大值与DC电压下限值(Vo_limit)进行比较。

在这种情况下，无功功率在多个DC/DC转换器之中共享，由此可以减小每个DC/DC转换器的无功功率。

另外，如图25A和图25B中所示，对DC电压下限值(Vo_limit)进行选择，以便缩短发生无功功率的时段，并且延长无功功率为零的时段。

在这种情况下，如上所述，尽管无法减小无功功率的峰值，但是由于无功功率为零的时段，可以减小无功功率，并且因此促进有功电力控制。

<<补充>>

应注意，本文所公开的实施例在所有方面仅仅是说明性的，且不应该被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围限定，并且意在包括与权利要求的范围等效的含义和所述范围内的所有修改。

参考符号列表

1 逆变器装置、电力转换装置

2 第一太阳能电池阵列、第一阵列

3 商业电力电网

3A AC电网

10 第一升压转换器、DC/DC转换器

11 逆变器电路、DC/AC转换器

12 控制单元

15 DC电抗器

16 二极管

17 电压传感器

18 电流传感器

19 电容器

20 DC母线

21 滤波器电路

22 AC电抗器

23 电容器

24 电流传感器

25 电压传感器

26 电容器

30 控制处理单元

32 第一升压转换器控制单元

33 逆变器电路控制单元

34 平均处理单元

35 第二升压转换器控制单元

40 第二太阳能电池阵列/第二阵列

41 第二升压转换器、DC/DC转换器

42 DC电抗器

43 二极管

44 电压传感器

45 电流传感器

46 电容器

51 第一计算区段

52 第一加法器

53 补偿器

54 第二加法器

61 第二计算区段

62 第三加法器

63 补偿器

64 第四加法器

72 第五加法器

73 补偿器

74 第六加法器

Qb1,Qb2,Qb3 开关元件

Q1至Q4 开关元件