用于同步整流的同步整流电路和技术的制作方法

文档序号:17731564发布日期:2019-05-22 02:53阅读:380来源:国知局
用于同步整流的同步整流电路和技术的制作方法

本实施例涉及用于焊接类型电力的电源,即,通常用于焊接、切割或加热的电力的电源。



背景技术:

对于焊接装置,存在对更轻、更具成本效益和更能量高效的焊机的持续工业需求。改进焊接装置的一种方式是提供更高效的电源,因为电源可以占据整个焊接装置的显著成本和重量。效率的提高也可以降低对冷却的需求、可以减小变换器尺寸并降低总体成本。

在一些已知的直流(dc)焊接中,可以采用常规整流器。然后,次级侧的电力损耗与这种技术方案中使用的部件的带隙电压相关联。这种限制本身是半导体技术中所固有的,因此与大电流相结合的电力损耗将保持不变,无论使用何种类型的二极管,都不会导致效率的提高。此外,在低负载条件下,电源将进入非连续模式,从而迫使系统的输出阻抗变高。这种增加的阻抗可能会阻碍敏捷负载调节,这种调节是焊接过程的核心。

关于这些和其它考虑因素,提供了本公开。



技术实现要素:

在一个实施例中,提供焊接电力的电源可以包括提供直流(dc)电压输入的dc源。该电源还可以包括:桥式电路,该桥式电路包括多个初级开关,该桥式电路被设置在电源的初级侧并且被耦合以接收dc电压输入并输出初级电压信号;变压器,被耦合到桥式电路,以将初级电压信号变换为次级电压信号;同步整流电路,用于接收次级电压信号并生成焊接信号,该同步整流电路包括多个次级开关;以及控制器,被耦合到桥式电路和同步整流电路,以协调多个初级开关的操作和多个次级开关的操作。

在另一个实施例中,一种在焊机中提供焊接电力的方法可以包括:在桥式电路处接收dc电压,该桥式电路包括在焊机的初级侧的多个初级开关;使用桥式电路基于dc电压生成初级电压信号;经由变压器将初级电压信号变换为电源的次级侧的次级电压信号;以及使用同步整流电路对次级电压信号进行整流,所述同步整流电路包括多个次级开关,其中整流包括协调多个初级开关的操作和多个次级开关的操作。

附图说明

图1以框图形式示出了根据本公开的实施例的焊接装置。

图2示出了根据本公开的实施例的焊机的电路系统的一部分。

图3示出了根据本公开的实施例的用于操作焊机的示例性信号图。

具体实施方式

本实施例提供了对用于生成焊接电力的传统装置的改进。在各种实施例中,提供了在电源中具有改进的整流的焊接装置。在各种实施例中,通过用可以在电流-电压平面的第三象限中导通并且具有电压降的电阻功能的有源整流器组件替换一组二极管,可以消除两个主要问题:作为带隙电压的函数的固有电压降和由于在不连续模式操作到连续模式操作之间的转换而引起的输出阻抗的波动。原则上,这种布置可以消除整流损失,并且由于焊接系统现在可以以低输出阻抗运行的事实而提供对焊接过程的更好控制。

根据本公开的实施例,焊接装置设有同步整流电路系统和技术。如在下面公开的实施例中详细描述的,除了其它特征之外,同步整流还可以涉及生成当整流器要接通(on)或断开(off)时的可预测的死区时间。此外,对于四象限整流器,可以以避免在针对感性负载导通时的雪崩击穿的方式处理和控制在电流-电压平面的第三象限中导通的可能性。因此,提供同步整流可能需要用于导通定时的高度复杂的控制系统,以及处理这种系统的特殊技术。在特定实施例中,可以借助于可用的现场可编程门阵列(fpga)和数字信号处理器(dsp)方法来实现该整流,其中控制可以例如用软件逻辑地实现。

在本公开的各种实施例中,dc源焊接装置可以使用dc-dc变换器架构来实现,该dc-dc变换器架构包括初级侧上的桥式电路、变压器和次级侧上的同步整流电路。该焊接装置还可以包括控制器,该控制器耦合到桥式电路和同步整流电路,以便以有利的方式协调这些部件的操作。

现在转向图1,其中以框图形式示出了根据本公开的实施例的焊接装置100。焊接装置100可以包括dc电压源102、桥式电路104、主变压器106、同步整流电路108、焊接输出端110和信号传递控制器112。在操作中,可以由dc电压源102向桥式电路104提供dc电压。

根据各种实施例,桥式电路104包括将主电压信号输出到主变压器106的第一多个开关,其中主变压器106在焊接装置100的初级侧和次级侧之间提供电流隔离。特别地,主变压器106可以接收由桥式电路输出的具有给定电压幅值的初级电压信号。主变压器可以输出次级电压信号,其中次级电压信号由同步整流电路108接收。次级电压信号可以表示例如比初级电压信号小的电压幅值。

根据本公开的各种实施例,同步整流电路108可以提供有源整流而非无源整流,有源整流提供前述优点,包括消除电压降和消除输出阻抗波动。

现在转向图2,其中示出了本文称为焊机200的焊机的电路系统的一部分,其中焊机200可以是焊接装置100的变体。简而言之,焊机200包括显示为一对输入端u+和u-的dc电压源,以及布置为接收来自dc电压源的dc电压的全桥204。全桥204可以将dc电压转换为初级电压信号,该初级电压信号表示用于通过主变压器106输出的ac电压信号。ac电压信号可以由同步整流电路206整流并作为dc电力传输到焊接输出端110。

如图2所示,全桥204可以包括示出为m1-m4的多个初级开关,其中初级开关可以是半导体开关,诸如在一些实施例中的金属氧化物场效应晶体管(mosfets)。初级开关设置在焊机200的初级侧210上,并且可以根据全桥电路的已知操作原理成对操作。特别地,全桥204可以包括第一对初级开关,诸如m1和m4,其中第一对初级开关彼此一致地操作;并且可以包括第二对初级开关,诸如m2和m3,其中第二对初级开关也彼此一致地操作。在已知的全桥布置中,初级开关电压不超过全桥的输入电压。当全桥布置的其中一个初级开关有效时,开关作为对角对被激活。当一对对角开关有效时,主变压器106的初级绕组两端的电压是输入电压的全值。因此,对于给定电力,与已知的半桥布置相比,全桥的初级电流将是一半。减少的电流可实现高效率,尤其是在高负载电流下。

有利地,同步整流电路206还可以包括有源控制的多个次级开关。在图2所示的特定实施例中,同步整流电路206可以包括全桥架构,其中同步整流电路包括第一对次级开关(意味着设置在焊机200的次级侧220上的开关)和第二对次级开关,在这种情况下分别被示出为m7和m6,以及m5和m8。第一对次级开关也可以彼此一致地操作,并且此外第二对次级开关可以彼此一致地操作。

如图2所示,在各种实施例中,开关m1-m8可以是n型mosfet。值得注意的是,在其它实施例中,可以使用不同的开关的组合。例如,与绝缘栅双极晶体管(igbt)相对,mosfet可以有利地用于次级侧上的开关m5-m8,因为mosfet不会引起在igbt中完全饱和时发生的大约2v的电压降。值得注意的是,在初级侧,工作电压可能大得多,因此将igbt用于开关m1-m4可以提供高电流和高电压组合的优点。此外,在其它实施例中,可以采用充当真正开关的其它已知元件作为开关。

由于同步整流电路206不涉及仅使用二极管(无源整流)进行整流,因此为了进行适当的有源整流,可以调度信号以协调焊机200的初级侧210上的开关和焊机200的次级侧220上的开关之间的操作。特别地,通过开关m1-m4的操作,全桥204可以生成由主变压器106接收的初级电压信号,其中主变压器106将初级电压信号变换为随时间变化的次级电压信号。由于如下所述同步整流电路206接收的次级电压信号可以根据开关m1-m4的占空比随时间变化,因此可以调度同步整流电路以相对于开关m1-m4的操作对开关(m5-m8)的操作进行定时。该定时允许同步整流电路206整流次级电压信号并以防止焊机200的初级侧210和次级侧220之间短路的方式生成焊接信号,以及防止续流电流(freewheelingcurrent)通过主变压器106。

现在转向图3,示出了根据本公开的实施例的信号图,其中焊接电路的各种信号被示出为时间的函数。例如,图3的信号图可以实施图2的焊机200的操作。线301(pwma)和线302(pwmb)表示可以输入到pwm控制部件202以及pwm控制部件208的来自脉冲宽度调制器(pwm)的占空比,如图2所示。线303和线304,ugsm1+m4和ugsm2+m3,分别表示发送到全桥204的各种开关的、包括对应死区时间的栅极驱动信号。还参考图2,例如,示出了针对m1的信号ugsm1、针对m4的信号ugsm4、针对m2的信号ugsm2、针对m3的信号ugsm3。如图3所示,可以协调信号ugsm1和ugsm4,其中信号彼此一致地变高或变低。类似地,可以协调信号ugsm2和ugsm3,其中信号彼此一致地变高或变低。

线305表示主变压器106的开关节点(在图2中也标记为l1)。示出了初级开关在初级绕组上切换电压时的三个典型电压阶跃。

线306和线307分别示出了同步整流电路206的开关m8+m5和m6+m7的栅极驱动信号ugsm8+ugsm5和ugsm6+ugsm7。线306和线307中所示的信号包括对应的死区时间,以防止与初级侧的同时导通。如图3所示,可以协调信号ugsm8和ugsm5,其中信号彼此一致地变高或变低。类似地,可以协调信号ugsm6和ugsm7,其中信号彼此一致地变高或变低。

线308和线309分别表示一对开关m6+m7的漏极到源极上的电压udsm6+m7,以及一对开关m5+m8的漏极到源极上的电压udsm5+m8。同样,开关m6的漏极到源极上的电压的定时与开关m7的漏极到源极上的电压的定时相同,并且开关m5的漏极到源极上的电压的定时与开关m8的漏极到源极上的电压的定时相同。最后,再次参考图2,线310表示作为时间的函数的输出扼流圈l2上的电压。

值得注意的是,在下面的讨论中,图3中的各种信号的相对定时可以由焊机200的部件进行协调,该协调可以用硬件、软件或硬件和软件的组合来实现。在各种实施例中,pwm信号和pwm控制部件202、pwm控制部件208以及信号传递控制器112可以在包括dsp、fpga或专门的专用集成电路(asic)的公共pwm引擎中实现。

如图3所示,在时间t1,线302上的信号pwmb变高,以在主变压器106上生成电压-时间区域(积分)。此外,在t1,到m8+m5的栅极信号ugsm5+m8从高状态变为低状态。这种到低状态的转变也被协调以启动延迟间隔330,其中用于接通开关m2+m3的栅极的信号被延迟死区时间。提供该延迟间隔330使得开关m8+m5在开关m2+m3导通之前完全断开,以便防止焊机200的初级侧和次级侧之间的短路导通。在开关m6+m7仍然处于导通状态的同时(t1),如ugsm6+m7指示的,等待初级侧开始导通。

在时间t2,ugsm2+m3从低状态变为高状态,并且开关m2和m3开始导通。同样在t2,m8+m5上的漏极到源极的电压udsm8+m5从低状态变为高状态,并在l2上施加电压-时间区域。在时间t2,m6+m7仍然处于导通状态,并且电流可以相应地通过进入到输出扼流圈l2中。在焊机200的初级侧210,开关节点变为输入电压,并且电压-时间区域被施加在主变压器106的初级侧上。

在时间t3,已施加足够的电压-时间区域以满足焊机200的动力系中的能量平衡,并且pwmb信号从高状态转变为低状态,如图所示。没有延迟,ugsm2+m3从高状态转变为低状态,从而断开开关m2和m3。在时间t3,开关m5和m8仍然处于off状态,并且这些开关到on状态的转换被延迟由另一个延迟间隔330表示的死区时间,如线306,ugsm5+m8所示。建立该延迟间隔330以确保在次级侧220上的开关m5+m8开始导通之前初级侧210上的m2+m3开关已经停止导通,从而确保避免在初级侧210和次级侧220之间的短路导通。

在时间t4,ugsm5+m8从低状态转变为高状态,从而接通开关m5+m8。与此同时,ugsm6+m7仍然处于高状态。相应地,同步整流电路206的所有mosfet,即,开关m5-m8,同时导通。同步整流电路206的所有开关的这种同时导通避免了续流电流通过主变压器106的次级绕组,从而避免了次级绕组的不必要的加热。

在时间t5,循环的新部分以pwma作为前沿而开始。此时,线301上的信号pwma变高,以在主变压器106上生成电压-时间区域。此外,在t5,到m6+m7的栅极信号ugsm6+m7从高状态变为低状态。这种到低状态的转变也被协调以启动延迟间隔330,其中用于接通开关m1+m4的栅极的信号被延迟死区时间。提供该延迟间隔330以使得在开关m1+m4导通之前开关m6+m7完全断开,以便防止焊机200的初级侧和次级侧之间的短路导通。同时(t5)开关m5+m8仍然处于导通状态,如ugsm5+m8指示的,等待初级侧开始导通。

在时间t6,ugsm1+m4从低状态变为高状态,并且开关m1和m4开始导通。同样在t6,m6+m7上的漏极到源极的电压udsm6+m7从低状态变为高状态,并在l2上施加电压-时间区域。在时间t6,m5+m8仍然处于导通状态,并且电流可以进入到输出扼流圈l2中。在焊机200的初级侧210,开关节点变为输入电压,并且电压-时间区域被施加在主变压器106的初级侧上。

在时间t7,已施加足够的电压-时间区域以满足焊机200的动力系中的能量平衡,并且pwmb信号从高状态转变为低状态,如图所示。没有延迟,ugsm1+m4从高状态转变为低状态,从而断开开关m1和m4。在时间t7,开关m6和m7仍然处于off状态,并且这些开关的接通被延迟由延迟间隔330指示的死区时间,如线307,ugsm6+m7所示。建立该延迟间隔330以确保在次级侧220上的开关m6+m7开始导通之前初级侧210上的m1+m4开关已经停止导通,从而确保避免在初级侧210和次级侧220之间的短路导通。

在时间t8,ugsm6+m7从低状态转变为高状态,从而接通开关m6+m7。与此同时,ugsm5+m8仍处于高状态。相应地,所有mosfet,即,开关m5-m8,同时导通。同步整流电路206的所有开关的这种同时导通避免了续流电流通过主变压器106的次级绕组,从而避免了次级绕组的不必要的加热。在时间t9,循环320完成,并且如上所述,新循环(也被示为循环320)再次重新开始,其中pwmb作为前沿。

如图3所示,其中在输出扼流圈l2上施加电流的时段对应于其中udsm6+m7为高或其中udsm5+m8为高的时段。这些时段的持续时间由pwma信号和pwmb信号的持续时间确定,并且附加地由延迟间隔330的持续时间确定。值得注意的是,各种延迟间隔不需要具有相同的持续时间。可以根据半导体开关的特性确定延迟间隔330的确切持续时间,以确保焊机的第一侧上的在给定的第一情况下断开的给定一对开关在其中焊机的另一侧上的另一组开关要闭合的第二种情况下完全处于off状态。

使用上述过程,可以根据不同实施例在一系列不同条件下执行同步整流。在一些实现中,可以在硬件中预设各种死区时间(延迟间隔),从而避免在任何可想象的条件下的任何不希望的同时导通。在其它实现中,可以采用诸如数字脉冲宽度调制器(dpwm)、dsp或fpga的控制部件来设置受焊机的当前工作条件控制的延迟间隔。虽然延迟间隔的足够的持续时间可以确保避免例如一方面开关m2和m3以及另一方面开关m5和m8之间的同时导通,但是延迟间隔也可能需要在持续时间方面受到限制,以避免迫使电流在寄生体二极管中导通(在次级续流电流时间)。如果在这种情况下二极管饱和,则二极管的trr可能比mosfet的导通损耗发出更多的损耗,其中trr是反向恢复时间。如已知的,mosfet的体二极管是常规硅二极管。在二极管已正向导通之后,当二极管上的电压反向时,二极管将在以术语“trr”测量的短时间内在错误的方向上导通电流。现代mosfet展现出的导通时间在50ns-150ns的范围内,但问题是“trr”时间实际上会在转变完成之前充当短路。trr的长度取决于二极管已导通多少电流,并将达到当前mosfet或二极管的数据表所声明的最大值。在电压突然反转时,这一事实在所有硬切换的拓扑中都很麻烦。先前的努力已试图使trr尽可能软和小,缺点是限制trr可能会导致其它领域中性能的损失。当使用同步整流时,一种有用的方法是匹配死区时间,使得实现二极管中的最小导通时间。对于硅二极管,潜在的麻烦是在导通时间之后当电压反转时需要被反转的硅二极管的少数载流子。

鉴于以上所述,根据本公开的实施例的延迟间隔的设置可以平衡避免同时导通所需的时间,同时仍然防止不必要的损耗。值得注意的是,在焊机的低负载条件下或空闲条件下,延迟间隔需要更大,并且当负载增加时需要逐渐减小。在一些实施例中,与次级侧开关中的延迟间隔相比,初级侧开关中的延迟间隔可以不同。在特定实施例中,可以采用多达四个不同的延迟间隔来适应嵌入在栅极驱动器中的不同死区时间以及可以在焊机的相同动力系中使用的不同类型的mosfet。

在各种实施例中,可以在一定范围的物理尺寸和开关周期上应用如关于以上各图所描述的同步整流。例如,以仅60hz工作的动力系产生毫秒(ms)范围内的开关周期。在50khz范围内操作的电力逆变器的其它实施例中,开关周期为大约20μs。这个周期产生10μs的最大占空比。为了避免初级侧处桥中的交叉导通,通常的做法是将最大占空比限制为该值的80-90%,从而产生8μs-9μs的占空比。对于这样的短占空比,mosfet可能是最合适的开关,因为当今的mosfet可能已使用高达200ns的死区时间,而不是用于igbt的1μs至2μs。

虽然前述实施例已集中于在初级侧采用全桥的配置,但是在其它实施例中,同步整流可以应用于半桥拓扑以及其它降压变换器拓扑,包括使用与本文所述相同或相似原理的正向变换器、双晶体管正向变换器、以及降压-升压变换器。

本公开不限于本文描述的具体实施例的范围。实际上,根据前面的说明书和附图,除了本文描述的那些实施例和修改之外,本公开的其它各种实施例和修改对于本领域普通技术人员而言将是清楚的。因此,这些其它实施例和修改旨在落入本公开的范围内。此外,虽然本文已在出于特定目的的特定环境中的特定实现的背景下描述了本公开,但是本领域普通技术人员将认识到其有用性不限于此,并且本公开可以在多种环境中出于多种目的来有益地实现。因此,应当鉴于如本文所述的本公开的完全广度和精神来解释下面阐述的权利要求。

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