一种升压型PFC变换器的控制电路的制作方法

本发明涉及变换器技术领域，特别是涉及一种升压型PFC变换器的控制电路。

背景技术：

三相六开关Boost型PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)变换器工作在电流连续模式下，因此输入电感电流和开关电流应力比较小，开关器件的电压应力小，变换器效率较高，三相六管Boost型PFC变换器具有输入电流波形质量好，输出电压稳定的优点，其主要拓扑如图1所示，其包括三个桥臂，每一桥臂包括一个电感、两个开关管以及与开关管并联的二极管，在输出端设置一电容和电阻。但是图1中的开关管的硬开关与二极管的反向恢复电流带来很多问题，限制了变换器开关频率的提高，产生很大的电磁干扰等。

现有技术中，为了解决上述问题，在图1的电路上加入一些辅助电路，实现开关管的软开关工作同时抑制二极管的反向恢复问题。如图2所示为基于复合有源箝位ZVS三相Boost型PFC变换器，其由于结构简单而具有一定的优势。如图2所示，其加入了辅助开关管S7及与之电连接的电容、二极管以及电感。

当前，对图2所示的变换器是通过改进的空间矢量调制方法来实现，该改进型空间矢量调制方法把一个工频输入周期分成12个扇区，也就是把传统的空间矢量调制方法分成6个扇区中的每一个扇区再分成两个，形成12个。在按照空间矢量调制的方法给出两个基本矢量和零矢量，通过控制三个矢量的时间来实现调制，从而实现三相输入电流矢量按照一个圆轨迹进行旋转。

现有技术的控制方法存在以下缺点：

1、通过改进的SVM空间矢量调制方法来实现三相Boost型PFC变换器控制算法复杂。

2、通过智能芯片(DSP、MCU)来实现，需要各种外围资源配合程序的开发来实现，开发周期长。

3、控制器的成本高。

4、相关理论比较抽象，晦涩。

5、技术不易普及推广。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种升压型PFC变换器的控制电路，能够降低成本，并且控制简单，技术极易推广。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是：提供一种升压型PFC变换器的控制电路，变换器为三相六开关变换器，其包括六个主开关管和一个辅开关管，该控制电路包括：

区间选择电路，把输入电压信号以60°相位为间隔分成6个区间；

用于选择所需的两个电流绝对值信号；

积分电路，用于获取一个电流比较信号；

两路合并电路，用于将两个电流绝对值信号进行交叉合并，得到两个电流合并信号；

两路比较电路，用于将电流比较信号分别与两个电流合并信号进行比较，以得到两个脉宽调制信号；

区间选择电路选择两个脉宽调制信号作为主开关管的驱动信号，以驱动变换器的其中两个主开关管。

其中，控制电路进一步包括：

两路滤波器，用于分别对两个电流绝对信号进行滤波。

其中，滤波器为低通滤波器。

其中，控制电路进一步包括：

两路触发器，用于分别根据复位信号来输出脉宽调制信号；

输出逻辑电路，用于接收脉宽调制信号，并接收区间选择电路的选择信号，以驱动变换器的开关管。

其中，控制电路进一步包括：

传感器，用于获取变换器的电流；

整流电路，用于将变换器的电流进行整流，以获得电流绝对值信号。

其中，传感器为霍尔传感器。

其中，控制电路还包括：

多路模拟开关，用于接收电流绝对值信号，并接收区间选择电路的选择信号，以选择出所需的两个电流绝对值信号。

其中，控制电路还包括：

电压隔离采集器，用于获取直流电压。

比较器，用于将直流电压和参考电压进行比较，以获取一个误差信号；

调节器，用于根据误差信号调节出一个控制信号；

积分电路根据控制信号获取一个电流比较信号。

其中，积分电路为可复位积分电路。

其中，积分电路包括积分电阻、积分电容、复位开关、积分比较器以及积分器，其中：

积分电阻的一端电连接调节器的输出端以及积分器的一输入端，积分电阻的另一端分别电连接积分电容以及复位开关的一端以及比较器的一输入端；

比较器的另一输入端接地，比较器的输出端电连接积分器的另一输入端以及复位开关和积分电容的另一端；

复位开关的控制端接收复位信号。

本发明的有益效果是：区别于现有技术的情况，本发明提供一种升压型PFC变换器的控制电路，变换器为三相六开关变换器，其包括六个主开关管和一个辅开关管，该控制电路包括：区间选择电路，用于选择所需的两个电流绝对值信号；积分电路，用于获取一个电流比较信号；两路合并电路，用于将两个电流绝对值信号进行交叉合并，得到两个电流合并信号；两路比较电路，用于将电流比较信号分别与两个电流合并信号进行比较，以得到两个脉宽调制信号；区间选择电路选择两个脉宽调制信号作为主开关驱动信号，以驱动变换器的其中两个主开关管。因此，本发明能够降低成本，并且控制简单，技术极易推广。

附图说明

图1是现有技术的变换器的结构示意图；

图2是改进后的三相六开关变换器的结构示意图；

图3是本发明实施例提供的一种变换器的控制电路的结构示意图；

图4是图3所示的辅开关管控制电路的结构示意图；

图5是输入相电压和输入相电流的波形图；

图6是主开关管与辅助开关管的ZVS的波形图。

具体实施方式

请参阅图2和图3，图2是三相六开关变换器的结构示意图，图3是本发明实施例提供的一种升压型PFC变换器的控制电路的结构示意图。首先如图2所示，三相六开关变换器包括三个并联的桥臂电路21-23以及一个辅助电路24。其中，辅助电路24设置在桥臂电路与输出端之间。每一个桥臂电路包括一电感、两个开关管、两个二极管以及两个电容。如桥臂电路21包括电感La、开关管S1和S2、二极管V1和V2以及电容C1和C2。其中，电感La的一端接收电压信号Va、另一端分别电连接开关管S1的发射机以及开关管S2的集电极。开关管S1和S2的基极分别接收驱动信号A1和A2，开关管S1的集电极电连接桥臂电路22和23以及辅助电路24。开关管S2的发射极电连接桥臂电路22和23。二极管V1和V2分别与开关管S1和S2并联，电容C1和C2分别与开关管S1和S2并联。

同理，其他桥臂电路22和23的连接方式如桥臂电路21的相同，在此不再赘述。

在桥臂电路和输出端之间设置辅助电路24。辅助电路24包括电感Lr、电容Cr和C7、二极管V7以及开关管S7。其中，电感Lr一端与桥臂电路电连接，另一端与输出端电连接，开关管S7的发射机和集电极分别与桥臂电路和电容Cr的一端电连接，基极接收驱动信号A7。电容Cr的另一端与输出端电连接。电容C7和二极管V7分别与开关管S7并联。

其中，开关管S1-S6为主开关管，开关管S7为辅开关管。

再如图3所示，控制电路30包括主开关控制电路31以及辅开关控制电路32。

其中，主开关控制电路31用于输出主开关管的驱动信号，以驱动其中两个主开关管。

辅开关控制电路32用于提供复位信号给主开关控制电路31，以控制主开关控制电路31对主开关管的控制，进一步的，辅开关控制电路32进一步输出辅开关管的驱动信号A7，以对辅开关管S7进行控制。

本实施例中，主开关控制电路31包括区间选择电路311、积分电路312、合并电路313以及比较电路314。

其中，区间选择电路311用于选择所需的两个电流绝对值信号。具体的，控制电路30进一步包括传感器(图未示出)、整流电路(图未示出)以及多路模拟开关315。本实施例首先通过传感器获取变换器的电流，具体是获取变换器的三相电流ia、ib以及ic。然后整流电路将变换器的三相电流进行整流，以获得电流绝对值信号。这样，当电流为正的时候，电流波形不变，电流为负的时候，输出为电流信号极性取反，如图3中的正负相电流ia、-ia、ib、-ib、ic以及-ic的输入。其中，传感器优选为霍尔传感器。

多路模拟开关315接收电流绝对值信号ia、-ia、ib、-ib、ic以及-ic，并接收区间选择电路311的选择信号，以选择出所需的两个电流绝对值信号。

积分电路312用于获取一个电流比较信号。

具体的，控制电路30还包括电压隔离采集器(图未示)、比较器316以及调节器317。其中，电压隔离采集器用于获取直流电压V0。电压隔离采集器优选为隔离电压隔离采集器。比较器316用于将直流电压V0和参考电压Vref进行比较，以获取一个误差信号。调节器317用于根据误差信号调节出一个控制信号。积分电路312根据控制信号获取一个电流比较信号。该电流比较信号为锯齿波信号。

本实施例的积分电路312为可复位积分电路。具体而言，积分电路312包括积分电阻3121、积分电容3122、复位开关3123、积分比较器3124以及积分器3125。其中，积分电阻3121的一端电连接调节器317的输出端以及积分器3125的一输入端，积分电阻3121的另一端分别电连接积分电容3122以及复位开关3123的一端以及比较器3124的一输入端。比较器3124的另一输入端接地，比较器3124的输出端电连接积分器3125的另一输入端以及复位开关3123和积分电容3122的另一端。复位开关3123的控制端接收复位信号。

合并电路313为两路，分别为3131和3132，用于将两个电流绝对值信号进行交叉合并，得到两个电流合并信号。

比较电路314为两路，分别为3141和3142，用于将电流比较信号分别与两个电流合并信号进行比较，以得到两个脉宽调制信号。

区间选择电路311选择两个脉宽调制信号作为主开关管的驱动信号，以驱动变换器的其中两个主开关管。

进一步，控制电路30还包括滤波器318，同样为两路，分别为3181和3182，其用于分别对两个电流绝对信号进行滤波。其中，滤波器318为低通滤波器。

进一步，控制电路10还包括触发器319以及输出逻辑电路320。其中，触发器319为两路，分别为3191和3192，用于分别根据复位信号来输出脉宽调制信号。输出逻辑电路320用于接收脉宽调制信号，并接收区间选择电路311的选择信号，输出驱动信号A1-A6的任意两个，以驱动变换器的其中两个主开关管。其余的4个主开关管保存关闭状态。其中，驱动信号A1-A6分别驱动开关管S1-S6。

以上介绍的是主开关控制电路31的结构，以下将介绍辅开关控制电路32的结构。请一并参阅图4。

如图4所示，辅开关控制电路32包括第一控制单元321和第二控制单元322。其中，第一控制单元321包括第一支路3211和第二支路3212，其中第一支路3211接收时钟信号，并根据时钟信号输出辅开关管的驱动信号A7，第二支路3212接收时钟信号，并根据时钟信号输出复位初始信号。其中，时钟信号和驱动信号A7互为反向信号。

第一支路3211包括一非门电路3213，非门电路3213的输入端接收时钟信号，输出端对时钟信号进行反向，得到驱动信号A7。

第二支路3212包括电阻3214、电容3215以及与门电路3216，其中，电阻3214的一端接收时钟信号，另一端电连接电容3215的一端以及与门电路3216的一输入端。电容3215的另一端接地。与门电路3216的另一输入端接收时钟信号，与门电路3216的输出端输出复位初始信号。

第二控制单元322接收复位初始信号，并根据复位初始信号输出复位信号。具体的，第二控制单元322包括两个与门电路3221和3222、一个非门电路3223、一个电阻3224以及一个电容3225。其中，电阻3224的一端接收复位初始信号，电阻3224的另一端电连接电容3225的一端以及与门电路3221的其中一输入端。电容3225的另一端接地。与门电路3221的另一输入端接收复位初始信号，输出端电连接非门电路3223的输入端。与门电路3222的一输入端接收复位初始信号，另一输入端与非门电路3223的输出端电连接，与门电路3222的输出端输出复位信号。

本实施例中，根据变换器的桥臂电压的谐振时间来设置驱动信号与复位信号的时间。第二控制单元322在输出驱动信号来驱动辅助开关管S7关闭后，在桥臂电压谐振到零时，再输出复位信号驱动桥臂的主开关管。

其中，时钟信号的频率是复位信号的至少两倍。本实施例，时钟信号的频率优选是复位信号的两倍。

通过上述的控制电路，可以实现变换器的软开关，为了验证本发明的正确性，请再参阅图2所示。Va、Vb以及Vc为三相输入相电压幅度，设置成170V输入，输出电压设置500V，电容C1～C7设置为10nF，谐振电感Lr设置为50uH，钳位电容Cr设置为480uF，负载R设置为10Ω(25KW输出)，支撑电容C设置成1000uF。则输入相电压Va、Vb以及Vc和输入相电流ia、ib以及ic的波形如图5所示。变换器的输入功率因数接近1，相电流波形正弦化，并基本跟随相电压波形。

本实施例的主开关管与辅助开关管的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)实现如图6所示。图6所示的长虚线时刻是主开关管开通时刻，是在dc-link下降到零后才打开，实现了零电压开通，短虚线时刻是辅助开关管开通时刻，是在辅助开光管S7两端电压下降到零的时候才打开，也实现了零电压开通的目的，由于主开关管和辅助开关管都并联了一个电容，所以可以认为开关管是零电压关断的(电容电压不能突变，需要有充电时间)，因此，该系统实现了所有开关管的软开关工作。

综上，本发明通过简单的电路就能实现变换器的软开关功能，成本低，并且控制简单，技术极易推广。

以上仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。