逆变器驱动装置以及半导体模块的制作方法

本发明涉及一种设置于逆变器的输出级而对控制输出到负载的电流的半导体开关元件进行导通关断驱动的逆变器驱动装置、以及一体地具备所述逆变器驱动装置和所述半导体开关元件的半导体模块。

背景技术：

驱动单相电机或者三相电机等的逆变器10，在其输出级具备控制输出到负载的电流的半导体开关元件sw，并且具备对该半导体开关元件sw进行导通关断驱动的逆变器驱动装置1。图3是表示驱动作为负载的三相电机m的逆变器10的概略构成的图，作为半导体开关元件sw具备分别与u相、v相、w相图腾柱式连接而被互补地导通驱动的上臂igbt(绝缘栅双极型晶体管)2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w。另外，在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w的各个发射极和集电极之间分别反并联连接有回流二极管4u、4v、4w、5u、5v、5w。

也就是说，上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w之间的图腾柱式连接是指，将上臂igbt2u、2v、2w的各个发射极分别连接在下臂igbt3u、3v、3w的各个集电极的电路结构。这些图腾柱式连接的上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w之间的串联电路分别形成半桥电路。

另外，逆变器驱动装置1，具备：上臂驱动电路(hvic)6u、6v、6w，其分别对上臂igbt2u、2v、2w进行导通关断驱动；下臂驱动电路(lvic)7，其分别对下臂igbt3u、3v、3w进行导通关断驱动。上臂驱动电路6u、6v、6w以及下臂驱动电路7，通过输入从例如由pwm控制用微计算机组成的控制装置cont个别地提供的控制信号，具体地说是u相、v相以及w相的各个pwm信号，而分别以预定的相位差对上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w进行导通关断驱动。

另外，在由图腾柱式连接的上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w构成的半导体开关元件sw的供电电路，插装有电流检测电阻rs。电流检测电阻rs，作为电流信息检测与流动在逆变器10中的电流成比例的电压，所检测出的电流信息分别输入到控制装置cont以及下臂驱动电路7。

从该电流信息可以检测出例如逆变器10的输出布线中的绝缘不良和/或者错误布线引起的相间短路等故障。特别是，下臂驱动电路7具备过电流保护功能，其在检测到过大电流时，即刻直接关断下臂igbt3u、3v、3w，切断流动到该下臂igbt3u、3v、3w的电流。另外，控制装置cont具备过电流保护功能，其在检测到过大电流时，输出针对上臂驱动电路6u、6v、6w的控制电流信息，并由此分别关断控制上臂igbt2u、2v、2w。

在这里，对逆变器驱动装置1中的上臂驱动电路6u、6v、6w以及下臂驱动电路7进行简单的说明。图4是仅抽取表示逆变器10中的单相、在这里是u相的逆变器驱动装置1的概略结构图。另外，v相以及w相的逆变器驱动装置1也具有同样的结构。

上臂驱动电路6(6u、6v、6w)具备p-mos8a以及n-mos8b，其作为对上臂igbt2u(2v、2w)进行导通关断驱动的输出级晶体管，串联而互补地被导通关断驱动。也就是说，由p-mos8a和n-mos8b组成的输出级晶体管，将图腾柱式连接的上臂igbt2u(2v、2w)与下臂igbt3u(3v、3w)的连接点电压，即所谓的中点电压vs作为参考电位互补地进行导通关断动作而对上臂igbt2u(2v、2w)进行导通关断驱动。

另外，上臂驱动电路6(6u、6v、6w)，具备：输入滤波器8c，其输入来自控制装置cont的控制信号(pwm信号)；电平移动电路8d，其将通过输入滤波器8c输入的控制信号(pwm信号)电平移动为输出级晶体管的工作参考电位。并且，上臂驱动电路6(6u、6v、6w)构成为使用在电平移动电路8d中进行了电平移动的控制信号(pwm信号)对输出级晶体管(p-mos8a、n-mos8b)进行导通关断驱动。

另外，控制装置cont，在从通过电流检测电阻rs检测出的电流信息(检测电压)中检测到发生过电流时，停止输出控制信号(pwm信号)。由此停止p-mos8a以及n-mos8b的驱动，上臂igbt2u(2v、2w)被强制地进行关断控制。

与此相对，下臂驱动电路7的u相(v相、w相)具备p-mos9a以及n-mos9b，其作为对下臂igbt3u(3v、3w)进行导通关断驱动的输出级晶体管，串联而互补地被导通关断驱动。由p-mos9a以及n-mos9b组成的输出级晶体管，将接地电位gnd作为参考电位互补地进行导通关断动作而对下臂igbt3u(3v、3w)进行导通关断驱动。

另外，下臂驱动电路7，具备：输入滤波器9c，其取入从控制装置cont提供的控制信号(pwm信号)；与门电路9d，其控制对于通过输入滤波器9c取入的控制信号(pwm信号)的输出级晶体管(p-mos9a、n-mos9b)的输出。该与门电路9d，仅在锁存电路9e的输出为“h”时输出控制信号(pwm信号)到输出级晶体管(p-mos9a、n-mos9b)，发挥对p-mos9a以及n-mos9b互补地进行导通关断驱动的作用。

在这里，通过电流检测电阻rs检测出的电流信息(检测电压)被提供到比较器9f而与预定的参考电压9g进行比较。在检测电压超过参考电压9g时，比较器9f将此检测为发生了过电流，并将锁存电路9e的输出设定为“l”。通过根据过电流的检测将锁存电路9e的输出设定为“l”，与门电路9d被关闭，强制地禁止根据控制信号(pwm信号)驱动输出级晶体管(p-mos9a、n-mos9b)。其结果，在检测到过电流时，下臂igbt3u(3v、3w)被强制地进行关断控制。

但是，在具备上述结构的逆变器驱动装置1的逆变器10中，若例如产生输出布线的相间短路而有过电流(短路电流)流动，则下臂驱动电路7会迅速检测出该过电流的产生并对下臂igbt3u、3v、3w进行关断控制。与此相对，因为控制装置cont检测出过电流(短路电流)的产生而停止控制信号(pwm信号)的输出，所以无法否认由上臂驱动电路6u、6v、6w对上臂igbt2u、2v、2w进行的关断控制会产生少许延迟。

在这里，在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w的强制关断动作时，因为在上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的内部布线中存在的电感成分，在上臂igbt2u、2v、2w中流动回流电流。此时流动的回流电流，因为在上臂igbt2u、2v、2w以及下臂igbt3u、3v、3w即将被强制地进行关断控制之前流动的电流是过电流(短路电流)，所以是通常逆变器工作时流动的回流电流的约10倍以上，比较大。

于是,强制关断上臂igbt2u、2v、2w时的电流变化量“－dic/dt”在1000a/μs以上,与通常工作时的电流变化量“－dic/dt”相比较在10倍以上。其结果，由内部布线中存在的电感成分与电流变化量“－dic/dt”产生的反电动势直接施加于上臂igbt2u、2v、2w。并且，如果反电动势超过上臂igbt2u、2v、2w的集电极和发射极之间的击穿电压以及回流二极管4u、4v、4w的阴极和阳极之间的击穿电压，则上臂igbt2u、2v、2w可能被过电压损坏。

为了解决这样的问题，将上臂igbt2u、2v、2w的集电极和发射极之间的击穿电压以及回流二极管4u、4v、4w的阴极和阳极之间的击穿电压设为比因切断时的电流变化量“－dic/dt”产生的反电动势高。但是，因为上臂igbt2u、2v、2w的集电极和发射极之间的击穿电压和其导通损耗是折中(trade-off)关系，所以会产生在上臂驱动电路6(6u、6v、6w)正常工作时在上臂igbt2u、2v、2w中的损耗增大，逆变器10的工作效率降低等新的问题。

关于这一点，例如在专利文件1中公开如下：如在图4用虚线所示，在上臂igbt2u、2v、2w的集电极和栅极之间串联插装有针对反电动势的钳位二极管(齐纳二极管)zd和用于阻止电流逆流的二级管(反向阻止二极管)d，使用钳位用二极管zd对施加于上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势进行电压钳位。

根据这样的由钳位用二极管zd和反向阻止二极管d构成的逆变器10，可以使施加于上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势的能量作为钳位用二极管zd的击穿电流ir从上臂igbt2u(2v、2w)的栅极侧流入上臂驱动电路6(6u、6v、6w)。于是,利用通过钳位用二极管zd流入上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的击穿电流ir，在上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的等效内部阻抗的两端产生电压，该电压施加于上臂igbt2u(2v、2w)的栅极。

因此，将从上臂igbt2u(2v、2w)一侧观察到的上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的内部阻抗(等效的栅极电阻rg)设定为，例如施加于上臂igbt2u(2v、2w)的栅极的电压超过该上臂igbt2u(2v、2w)的工作阈值，且通过上臂igbt2u(2v、2w)的饱和工作有集电极电流流动。于是，因为上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作状态下进行导通工作，因此施加于上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势的能量通过该上臂igbt2u(2v、2w)而流动。

其结果，在上臂igbt2u(2v、2w)可以将反电动势的能量作为热能而消耗。因此，在钳位用二极管zd可以对施加于上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势进行电压抑制，还可以有效地防止上臂igbt2u(2v、2w)的过电压破坏。

【专利文献1】日本特开2009-253484号公报

但是，为了使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作状态下进行导通工作，作为其栅极电压需要约6v的电压。另外，上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的内部阻抗(等效的栅极电阻rg)一般在10～50ω左右。因此，为了得到约6v的栅极电压，需要使通过钳位用二极管zd而流动的击穿电流ir最大到600ma。于是，会产生为使钳位用二极管zd的钳位工作电阻变小，作为该钳位用二极管zd需要确保与上臂igbt2u(2v、2w)同等程度的芯片面积，电路面积增加或者系统成本增大等问题。

另一方面，若假设可以嵌入到上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的芯片内的芯片面积较小的钳位用二极管zd，则在该钳位用二极管zd中流动的击穿电流ir会减小到例如100μa左右。因此，为了产生使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作状态下进行导通工作的约6v的栅极电压，需要将上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的内部阻抗(等效的栅极电阻rg)设定为例如60kω左右。

这样，如果使上臂驱动电路6(6u、6v、6w)的内部阻抗变大，会使在逆变器10正常工作时在上臂igbt2u(2v、2w)中的开关损耗增大。并且，伴随着上臂igbt2u(2v、2w)的导通工作的发热量增大，在逆变器10的一般开关频率10hz以上会使开关工作变得困难。

技术实现要素：

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于提供一种能够抑制设置于逆变器输出级的半导体开关元件在正常工作时的非预期的损耗，并且可靠地防止在异常状态时因施加于所述半导体开关元件的反电动势导致的该半导体开关元件的过电压破坏的逆变器驱动装置。

另外，同时，本发明的目的在于提供一种一体地具备上述设置于逆变器输出级的半导体开关元件和对该半导体开关元件进行导通关断驱动的逆变器驱动装置的半导体模块。

为了达到上述目的，本发明的逆变器驱动装置具备：主驱动电路，其向设置于逆变器的输出级而控制输出到负载的电流的半导体开关元件施加驱动电压来对该半导体开关元件进行导通关断驱动，特别是具备：钳位用二极管，其在所述主驱动电路的工作停止时，对施加于所述半导体开关元件的反电动势进行电压钳位；分压电阻，其对与在反电动势的电压钳位时通过所述钳位用二极管而流出的电流成比例的电压进行电阻分压而供于检测；辅助驱动电路，其根据通过该分压电阻得到的检测电压生成控制电压，并将该控制电压施加到所述半导体开关元件而使所述半导体开关元件导通。

也就是说，所述半导体开关元件例如是igbt，所述主驱动电路向所述igbt的栅极施加所述驱动电压而对该igbt进行导通关断驱动。另外，所述辅助驱动电路向所述igbt的栅极施加所述控制电压而使该igbt在饱和工作区域导通。在这里，所述钳位用二极管由齐纳二极管构成，该齐纳二极管具有比所述igbt的集电极和发射极之间的击穿电压低的阴极和阳极之间的击穿电压。

具体地说，所述主驱动电路，在所述逆变器正常工作时，通过栅极电阻向所述igbt的栅极施加所述驱动电压，所述辅助驱动电路，在所述逆变器处于异常状态时，通过输出电阻向所述igbt的栅极施加所述控制电压。另外，所述辅助驱动电路相对于所述主驱动电路并联地设置。

优选地，所述半导体开关元件例如是被图腾柱式连接且交替地被进行导通驱动的上臂igbt以及下臂igbt，所述主驱动电路由对所述上臂igbt进行导通关断驱动的上臂驱动电路以及对所述下臂igbt进行导通关断驱动的下臂驱动电路构成。并且，所述辅助驱动电路针对上臂驱动电路而设置，并且发挥以下作用，在所述下臂igbt关断后的状态下，在所述上臂igbt关断时，保护所述上臂igbt使其免受施加到该上臂igbt的反电动势的影响。

另外，本发明的半导体模块，一体地具备半导体开关元件以及逆变器驱动装置，该半导体开关元件设置于逆变器的输出级而控制输出到负载的电流，该逆变器驱动装置具有对该半导体开关元件进行导通关断驱动的结构。或者，本发明的半导体模块，以两相并联或者三相并联的方式一体地设置有所述半导体开关元件以及逆变器驱动装置，该逆变器驱动装置具有对该半导体开关元件进行导通关断驱动的结构。

也就是说，以两相并联或者三相并联的方式设置的多个所述逆变器驱动装置，以预定的相位差分别对并联设置的多个所述半导体开关元件进行导通关断驱动。

根据上述结构的逆变器驱动装置以及半导体模块，通过在逆变器处于异常状态时强制地关断所述半导体开关元件(例如igbt)，即使在该半导体开关元件中流动异常的回流电流，也可以通过所述辅助驱动电路使所述半导体开关元件(例如igbt)在饱和工作区域进行导通工作。并且，可以在所述半导体开关元件上有效地消耗因为所述异常的回流电流而施加于所述半导体开关元件的反电动势的能量。其结果，可以可靠地防止由所述异常的回流电流引起的反电动势导致的所述半导体开关元件的过电压击穿。

另外，在所述逆变器正常工作时，所述辅助驱动电路不会代替所述主驱动电路而驱动所述半导体开关元件，所以所述辅助驱动电路的存在也不会成为使所述半导体开关元件的损耗增大的主要原因。因此，可以取得抑制正常工作时在所述半导体开关元件上的损耗而维持逆变器的效率，并且例如在逆变器输出的短路等异常状态时可靠地防止所述半导体开关元件的过电压破坏等在实际应用上的巨大效果。

附图说明

图1是表示本发明一实施方式的逆变器驱动装置的主要部分结构的图。

图2是表示构建了用于驱动三相电机的逆变器的本发明一实施方式的半导体模块的概略结构的图。

图3是表示用于驱动三相电机的逆变器的一例的结构图。

图4是表示现有的典型逆变器驱动装置的概略结构的图。

符号说明

1逆变器驱动装置

2u、2v、2w上臂igbt

3u、3v、3w下臂igbt

4u、4v、4w、5u、5v、5w回流二极管

6u、6v、6w上臂驱动电路(hvic)

7下臂驱动电路(lvic)

8a、9apmos(输出级晶体管)

8b、9bnmos(输出级晶体管)

8c、9c输入滤波器

8d电平移动电路

9d与门电路

9e锁存电路

9f比较器

9g参考电压

10逆变器

11主驱动电路

12辅助驱动电路

13a、13b反相放大器

20半导体模块(ipm)

m三相电机(负载)

cont控制装置

rs电流检测电阻

zd钳位用二极管

d二级管(反向阻止二极管)

ra、rb分压电阻

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明一实施方式的逆变器驱动装置，以用于驱动三相电机的逆变器中u相的逆变器驱动装置为例进行说明。另外，对于与图3以及图4所示的现有装置相同的部分使用相同的符号，并省略其说明。另外，用于驱动三相电机的逆变器中v相以及w相的各个逆变器驱动装置也与在这里说明的u相的逆变器驱动装置相同地构成。

本发明一实施方式的逆变器驱动装置1，如在图1中表示其概略构成，具备主驱动电路11，其向设置于逆变器10的输出级而控制输出到负载的电流的半导体开关元件sw施加驱动电压，从而对该半导体开关元件sw进行导通关断驱动。

半导体开关元件sw，由图腾柱式连接而互补地被进行导通驱动的上臂igbt2u(2v、2w)以及下臂igbt3u(3v、3w)构成。也就是说，在上臂igbt2u(2v、2w)以及下臂igbt3u(3v、3w)的各个发射极和集电极之间分别反并联连接有回流二极管4u、4v、4w、5u、5v、5w。另外，主驱动电路11由对上臂igbt2u(2v、2w)进行导通关断驱动的上臂驱动电路6u(6v、6w)与对下臂igbt3u(3v、3w)进行导通关断驱动的下臂驱动电路7构成。另外，在图1中，仅抽取表示具备u相、v相以及w相的各个驱动电路的下臂驱动电路7中的u相的驱动电路。

在这里，本发明一实施方式的逆变器驱动装置1的特征在于，具备：钳位用二极管zd，其在主驱动电路11停止工作时，对施加于所述半导体开关元件sw、特别是上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势进行电压钳位；分压电阻ra、rb，其对与在通过该钳位用二极管zd对反电动势进行电压钳位时通过钳位用二极管zd而流出的电流成比例的电压进行电阻分压而供于检测。另外，与钳位用二极管zd串联连接有阻止电流逆流的反向阻止二极管d。

具体地说，钳位用二极管zd被设置为将其阴极连接在上臂igbt2u(2v、2w)的集电极，在阳极连接反向阻止二极管d的阳极。并且，反向阻止二极管d的阴极通过串联连接的分压电阻ra、rb连接于规定上臂驱动电路6u(6v、6w)的参考电位的中点电压vs的电源线。因此，在钳位用二极管zd中对反电动势进行了电压钳位的电流通过反向阻止二极管d而流入分压电阻ra、rb，分压电阻ra、rb对与该电流成比例的电压进行分压而供于检测。

进而，逆变器驱动装置1的特征在于，具备辅助驱动电路12，其生成与通过分压电阻ra、rb检测的电压相应的控制电压，将该控制电压代替上臂驱动电路6u(6v、6w)中的主驱动电路11而施加到上臂igbt2u(2v、2w)。该辅助驱动电路12发挥以下作用：例如，在因产生短路电流而下臂igbt3u(3v、3w)被强制地进行关断控制，与此相伴，反电动势施加于上臂igbt2u(2v、2w)时，使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作区域导通。

即，上臂驱动电路6u(6v、6w)具备并联的主驱动电路11和辅助驱动电路12，所述主驱动电路11，在正常工作时，对上臂igbt2u(2v、2w)进行导通关断驱动；所述辅助驱动电路12，在异常状态下，当反电动势施加于上臂igbt2u(2v、2w)时，使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作区域导通。

也就是说，辅助驱动电路12具备2级连接的反相放大器13a、13b。这些反相放大器13a、13b分别由例如串联连接的p-mos和n-mos构成。第1级的反相放大器13a反相放大根据通过钳位用二极管zd而流动至分压电阻ra、rb的电流在分压电阻rb的两端之间产生的电压。并且，第2级的反相放大器13b通过反相放大第1级的反相放大器13a的输出电压而生成用于使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作区域导通的控制电压。该控制电压作为例如与施加在辅助驱动电路12的电源电压vb大致相等的电压而生成。

这样，辅助驱动电路12输出的控制电压，通过上臂驱动电路6u(6v、6w)的内部阻抗、特别是主驱动电路11的等效内部阻抗(栅极电阻)rg以及辅助驱动电路12的输出电阻r1分压而施加到上臂igbt2u(2v、2w)的栅极。通过这样施加的控制电压，上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作区域导通，施加于上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势的能量通过该上臂igbt2u(2v、2w)而流动。其结果，因为反电动势的能量在上臂igbt2u(2v、2w)中作为热能被消耗，所以可以防止上臂igbt2u(2v、2w)的过电压破坏。

另外，插装于输出电阻r1与主驱动电路11的输出端之间的二级管发挥在正常工作时阻止辅助驱动电路12的输出电压(控制电压)施加到主驱动电路11的输出端的作用。通过该二级管，正常工作时主驱动电路11的驱动电压不受辅助驱动电路12的输出电压的影响而施加到上臂igbt2u(2v、2w)。

这样，如上所述，根据与主驱动电路11并联地具备根据通过钳位用二极管zd而流动的电流输出控制电压的辅助驱动电路12的上臂驱动电路6u(6v、6w)，可以在上臂igbt2u(2v、2w)的饱和工作区域通过导通工作使施加到上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势的能量作为热能有效地消耗。因此，当发生异常状态时，即使主驱动电路11停止工作，且与此相伴，反电动势施加于上臂igbt2u(2v、2w)施加，也可以有效地防止由反电动势的能量引起的上臂igbt2u(2v、2w)的过电压破坏。

而且，根据上述结构，辅助驱动电路12的存在不会妨碍主驱动电路11的功能。因此，在正常工作时，通过从主驱动电路11输出的驱动电压，可以对上臂igbt2u(2v、2w)进行导通关断驱动，所以上臂igbt2u(2v、2w)的开关损耗也不会增大。

进而，钳位用二极管zd对施加到上臂igbt2u(2v、2w)的反电动势的能量进行电压钳位，仅将电压钳位部分的能量作为击穿电流ir使其流动至分压电阻ra、rb。因此，可以减小通过钳位用二极管zd流动的击穿电流ir。因此，在保持钳位用二极管zd的钳位工作电阻较小的同时，可以减小钳位用二极管zd的芯片面积。其结果，还可以将例如钳位用二极管zd一体地组装到上臂驱动电路6u(6v、6w)内。

另外，无需像以往一样在主驱动电路11中生成在异常状态下使上臂igbt2u(2v、2w)在饱和工作状态下进行导通工作所需的栅极电压，因此也无需增大主驱动电路11的内部阻抗(栅极电阻)rg。因此，也不会导致在逆变器10正常工作时上臂igbt2u(2v、2w)中的开关损耗的增大。因此，容易确保逆变器10中的一般开关频率在10hz以上时的开关工作。

图2表示由分别具备上述辅助驱动电路12的u相、v相以及w相的各个上臂驱动电路6u、6v、6w与下臂驱动电路7构成的用于驱动三相电机的逆变器10的概略构成。特别是，在该逆变器10中，构成为：在上臂igbt2u、2v、2w的各个集电极分别连接钳位用二极管zd，分别通过这些钳位用二极管zd向在上臂驱动电路6u(6v、6w)中组装的图1所示的分压电阻ra、rb流动电流。

另外，u相、v相以及w相的各个上臂驱动电路6u、6v、6w以及下臂驱动电路7，与由图腾柱式连接的上臂igbt2u、2v、2w和下臂igbt3u、3v、3w构成的半导体开关元件sw以及3个钳位用二极管zd一起一体化而构建一个半导体模块20。该半导体模块20被称为ipm(智能功率模块)。这样的半导体模块20，钳位用二极管zd的击穿电流ir较小，并且钳位工作电阻较小，所以仅搭载芯片面积较小的钳位用二极管zd即可。因此，可以作为紧凑型半导体模块20而实现。

如果使用这样构成的半导体模块20，则可以较容易实现例如驱动三相电机m的逆变器10。同时，在逆变器10的输出布线中发生短路事故等异常状态时，可以可靠地防止上臂igbt2u、2v、2w的过电压破坏。因此，其在实际应用上的优点很大。

另外，本发明并不仅限于上述实施方式。虽然在这里以驱动三相电机m的逆变器10为例进行了说明，但是，理所当然地，也可以作为具备单相或两相的半导体开关元件sw以及其驱动电路的逆变器10来实现半导体模块20。另外，理所当然地，也可以将钳位用二极管zd分别组装到上臂驱动电路6u、6v、6w内。进而，由钳位用二极管zd产生的钳位电压和/或分压电阻ra、rb的分压比等，只要根据逆变器10的规格、特别是半导体开关元件sw的工作规格来规定即可。除此之外，本发明在不脱离其宗旨的范围内，可以进行各种变形而实施。