一种五电平变换器的控制方法与流程

本申请涉及电子
技术领域：
，尤其涉及一种五电平变换器的控制方法。
背景技术：
：单相系统中，飞跨电容五电平拓扑可以使用低压MOSFET(150V等级)，低压MOS允许工作在高频状态(>50kHz)，同时保证较低的开关损耗；系统等效开关频率加倍，可以大幅降低输出电感和电容的体积和重量。传统的飞跨电容五电平拓扑需要引入3个飞跨电容，使电压合成的选择增多，开关状态的选择具有较大的灵活性，同一电平通过选择合适的开关状态，可使各电容电压保持平衡。传统的飞跨电容五电平拓扑采用正弦脉宽调制(SinusoidalPulseWidthModulation，SPWM)，所有功率管工作于高频状态，开关损耗大，导致电源转换效率较低，同时直流侧负极对大地的漏电流较高。技术实现要素：本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供一种五电平变换器的控制方法，可提高电源转换效率，并降低直流侧负极对大地的漏电流。第一方面，本发明实施例提供了一种五电平变换器的控制方法，五电平变换器采用五电平拓扑，五电平变换器的每个桥臂包括工频管和高频管，控制器采用DPWM控制方式，并注入共模电压，其中，工频管的工作频率与电网频率之间的比值位于预设范围内，高频管的工作频率与电网频率之间的比值大于预设阈值，预设阈值大于预设范围所包含的最大值。在该技术方案中，控制器采用DPWM控制方式，可确保各个桥臂的高频管在目标时间段内保持开关状态不变，减小高频管开关损耗，进而提高电源转换效率。另外，控制器通过注入共模电压，可减小直流侧负极对地电压，进而降低直流侧负极对大地的漏电流。可选的，控制器还可以对调制比进行调整，以调整对地电压。可选的，共模电压可以是预设恒定值，或者共模电压可以是预设分段函数的函数值。可选的，高频管在目标时间段内保持开关状态不变。第二方面，本发明实施例提供了一种五电平变换器的控制方法，五电平变换器采用五电平拓扑，五电平变换器的每个桥臂包括工频管和高频管，控制器采用DPWM控制方式，并注入共模电压，以使第二桥臂在电网过零点对应的时间段内输出零电平，且第二桥臂在模式4和模式8之间切换，其中，工频管的工作频率与电网频率之间的比值位于预设范围内，高频管的工作频率与电网频率之间的比值大于预设阈值，预设阈值大于预设范围所包含的最大值。在该技术方案中，控制器采用DPWM控制方式，可确保各个桥臂的高频管在目标时间段内保持开关状态不变，减小高频管开关损耗，进而提高电源转换效率。另外，控制器通过注入共模电压，使第二桥臂在电网过零点对应的时间段内输出零电平，且第二桥臂在模式4和模式8之间切换，可使热量分布在8个功率器件上，相对传统的将热量分布在4个功率器件上，本发明实施例可改善功率器件的散热。另外，控制器采用DPWM控制方式，可减小直流侧负极对地电压，进而降低直流侧负极对大地的漏电流。可选的，控制器注入共模电压，具体可以为：控制器控制第二桥臂的功率器件在电网过零点对应的时间段内注入预置信号，预置信号的工作频率为预设频率。可选的，控制器注入共模电压，具体可以为：控制器控制第二桥臂的工频管注入预置信号，预置信号的工作频率为预设频率，以使第二桥臂的功率器件进行动作，且第二桥臂的输出电平保持为零电平。可选的，控制器注入共模电压，具体可以为：控制器控制第二桥臂的工频管注入预置信号，预置信号的工作频率为预设频率，以均衡功率器件导通损耗。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或
背景技术：
中的技术方案，下面将对本发明实施例或
背景技术：
中所需要使用的附图进行说明。图1是本发明实施例提供的一种飞跨电容五电平的拓扑结构示意图；图2是传统的采用SPWM调制方式的一种调制波的示意图；图3是本发明实施例提供的一种DPWM调制方式的示意图；图4是本发明另一实施例提供的一种DPWM调制波的示意图。具体实施方式下面结合本发明实施例中的附图对本发明实施例进行描述。请参见图1，图1是本发明实施例提供的一种飞跨电容五电平的拓扑结构示意图，该飞跨电容五电平可以包括母线电压Udc、电容C1～C6、功率开关器件MOSA0H，MOSA1H，MOSA1L，MOSA0L统称为A桥臂工频管，功率开关器件MOSA2H，MOSA3H，MOSA3L，MOSA2L统称为A桥臂高频管，功率开关器件MOSB0H，MOSB1H，MOSB1L，MOSB0L统称为B桥臂工频管，功率开关器件MOSB2H，MOSB3H，MOSB3L，MOSB2L统称为B桥臂高频管，其中：C1的一端分别与Udc的正极、MOSA0H的漏极、MOSB0H的漏极以及C5的一端连接，C1的另一端分别与C2的一端以及电容中点MID连接。C2的另一端分别与Udc的负极、MOSA0L的源极、MOSB0L的源极以及C6的一端连接。MOSA0H的栅极、MOSA1H的栅极、MOSA2H的栅极、MOSA3H的栅极、MOSA0L的栅极、MOSA1L的栅极、MOSA2L的栅极、MOSA3L的栅极、MOSB0H的栅极、MOSB1H的栅极、MOSB2H的栅极、MOSB3H的栅极、MOSB0L的栅极、MOSB1L的栅极、MOSB2L的栅极以及MOSB3L的栅极用于输入对应功率管的驱动信号。MOSA0H的源极分别与MOSA1H的漏极以及MOSA2H的漏极连接。MOSA1H的源极分别与MOSA1L的漏极以及电容中点MID连接。MOSA1L的源极分别与MOSA0L的漏极、MOSA2L的源极连接。MOSA2H的源极分别与MOSA3H的漏极以及C3的一端连接。C3的另一端分别与MOSA3L的源极以及MOSA2L的漏极连接。MOSA3H的源极分别与MOSA3L的漏极以及电感L1的一端连接，L1的另一端与电网的一端L点连接，电网的另一端N点与电感L2的一端连接，L2的另一端分别与MOSB3H的源极和MOSB3L的漏极连接。MOSB3H的漏极分别与MOSB2H的源极和C4的一端连接。MOSB2H的漏极分别与MOSB0H的源极和MOSB1H的漏极连接。MOSB1H的源极分别与MOSB1L的漏极、C5的另一端、C6的另一端以及电容中点MID连接。MOSB0L的漏极分别与MOSB1L的源极和MOSB2L的源极连接。MOSB2L的漏极分别与MOSB3L的源极以及C4的另一端连接。示例性的，单个桥臂功率管开关状态可以如表一所示：表一对于单相逆变来说，可以有两个输出桥臂(例如A桥臂以及B桥臂)，A桥臂以及B桥臂可以通过滤波器并入电网L、N线。当电网电压为Ug时，可以以母线电容中点为参考点，A桥臂输出电压为Ua，B桥臂输出电压为Ub，分别将Ua、Ub分解为差模分量Udiff和共模分量Ucom，得到Ua＝Udiff+UcomUb＝-Udiff+Ucom并网过程中忽略线路压降，得到Ua-Ub＝Ug即：(Udiff+Ucom)-(-Udiff+Ucom)＝Ug可以得到：Udiff＝Ug*0.5当Ucom＝0时，如图2所示，为传统的SPWM调制方法：Ua＝Ug*0.5Ub＝-Ug*0.5示例性的，第一桥臂可以为图1中的A桥臂，第二桥臂可以为图1中的B桥臂；A桥臂的调制波可以如图2中的Ua所示，B桥臂的调制波可以如图2中的Ub所示，A桥臂输出电压可以如图2中的Uinva所示，B桥臂输出电压可以如图2中的Uinvb所示，逆变输出电压如图2中的Uinv所示，其中Uinva电压为图1中A点对MID点电压，Uinvb电压为图1中B点对MID点电压，Uinv电压为图1中A点对B电压。图1中MOSA0H，MOSA1H，MOSA1L，MOSA0L为A桥臂的工频管，上述工频管的工作频率为电网电压频率的2倍；MOSA2H，MOSA3H，MOSA3L，MOSA2L为A桥臂的高频管，上述高频管的工作频率为工频管的工作频率的10倍以上；图2中Uinva和Uinvb可以看到，高频管始终处于高频状态，开关损耗大。当Ucom！＝0时，如图3所示，为本发明实施例的DPWM调制方法，通过选择不同的共模电压Ucom，可以得到不同的优化方向，本发明实施例的共模电压注入方法可以表示如下(公式推导时将Udiff调制波对半母线进行标幺)：Ug(θ)＝sin(θ)*2Udiff(θ)＝Ug(θ)*0.5Ua(θ)＝Udiff(θ)+Ucom(θ)Ub(θ)＝-Udiff(θ)+Ucom(θ)示例性的，第一桥臂可以为图1中的A桥臂，第二桥臂可以为图1中的B桥臂；A桥臂的调制波可以如图3中的Ua所示，B桥臂的调制波可以如图3中的Ub所示，A桥臂输出电压可以如图3中的Uinva所示，B桥臂输出电压可以如图3中的Uinvb所示，逆变输出电压如图3中的Uinv所示，其中Uinva电压可以为图1中A点对MID点电压，Uinvb电压可以为图1中B点对MID点电压，Uinv电压可以为图1中A点对B电压。图1中MOSA0H，MOSA1H，MOSA1L，MOSA0L为A桥臂的工频管，上述工频管的工作频率与电网频率之间的比值位于预设范围内，其中预设范围可以为预先设定的数值区间，例如[1，3]，即上述工频管的工作工频可以为电网电压频率的1～3倍，示例性的，上述工频管的工作工频可以为电网电压频率的2倍；MOSA2H，MOSA3H，MOSA3L，MOSA2L为A桥臂的高频管，上述高频管的工作频率与电网频率之间的比值可以大于预设阈值，其中预设阈值可以为预先设定的数值，预设阈值可以大于预设范围所包含的最大值，例如预设范围所包含的最大值为3，预设阈值可以为10，12等等，示例性的，上述高频管的工作频率可以为电网电压频率的10倍以上。图3中Uinva和Uinvb可以看到，高频管并非始终处于高频状态，部分时间内，功率管的开关状态是保持不变，相对传统的SPWM方法，本发明实施例可减少功率管的开关状态切换频率，提升电源转换效率。需要说明的是，本发明实施例中功率管的开关状态保持不变的时间段取决于共模电压的大小，控制器可以通过调整共模电压的大小来改变功率管的开关状态保持不变的时间。另外，光伏系统，特别是容量比较大的光伏系统，由于组件平铺面积大，在露水重的清晨或者雨天后，逆变器在自检过程中会闭合内部继电器，在此过程组件对地漏电流大于漏电保护器的动作电流时，漏电保护器会逃脱，影响正常工作。对于一个已知的光伏系统，对地电容是一定的，通过减小对地电压，可以有效减小对地漏电流，解决上述问题对地电压等效于BUS-对N电压，公式如下：Upe＝Ucom(θ)-Ug(θ)*0.50<Ucom(θ)<Ug(θ)*0.5根据上述表达式可知，共模电压注入越大，对地电压(绝对值)越小，对地漏电流越小。具体地，通过设定为同的调制比，对地电压的FFT分析结果可以如表二所示：表二调制调制比50Hz分量(伏)150Hz分量(伏)DPWM112444DPWM0.910543DPWM0.88240DPWM0.75533DPWM0.62619DPWM0.5111SPWM0.8159通过表二可以看出，采用SPWM调制方式，调制比为0.8时，50Hz分量为159v。而当采用DPWM调制方式，调制比为0.8时，50Hz分量为82v。也就是说当采用DPWM时直流侧负极对地电压50Hz分量相对SPWM减小一半，可以大幅减小对地漏电流。图4中，注入共模电压前，B桥臂的调制波Ub在电网过零点附近保持为0，相应的Uinvb保持为模态8，输出电平为零电平；MOSB0L，MOSB1H，MOSB2H，MOSB3H保持开通状态，MOSB0H，MOSB1L，MOSB2L，MOSB3L保持关断状态，导通损耗全部集中于前4个功率器件，热量分布不均匀。本发明实施例在零电平期间，通过控制B桥臂在模态4和模态8之间以1kHz左右的开关频率切换，由表一可知，由于模态4和模态8输出电平均为零电平，B桥臂工作于模态4和模态8并不影响输出电平，注入1kHz信号后，B桥臂的导通损耗由8个功率器件承担，相比于注入共模电压前导通损耗由4个功率器件承担，本发明实施例可改善功率器件的散热，有利于降低功率器件的温升，提高功率器件的可靠性。当前第1页1 2 3