一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC‑DC变换器的制作方法

本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器。

背景技术：

随着现代工业技术的飞速发展，高增益DC-DC升压变换器在一些工业领域中得到了广泛的需求和应用。例如，在不间断直流电源(UPS)的后备电源中，需要将48V蓄电池电压升高到380V甚至更高；电动汽车用的高强度气体放电前照灯等需要将12V电压升高到100V稳定值；在新能源发电领域中，太阳能光伏电池板(33～43V)，燃料电池堆栈(22～48V)等输出电压都很低，需要通过一级高增益DC-DC变换器进行升压后与并网逆变器的输入电压(380V、760V)匹配进而并网发电。为此研究和开发能够把低电压转换为高电压的高增益DC-DC变换器变得越来越重要。在这其中最常用的是传统的Boost变换器，但是当要求输出电压增益很高时，就会使开关管的工作占空比接近于1，从而会导致过大的开关损耗，降低系统的整体效率。而近几年提出的Z源升压DC-DC变换器，虽然利用Z源网络实现了升压，但是其电压增益仍有很大的提升空间，此外它还存在输入输出不共地、开关电压应力高等问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器。

本发明电路中具体包括输入直流电压源、开关电感单元、开关升压单元、开关电容单元、第二MOS管，第六二极管，第四电容和负载电阻；其中开关电感单元由第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管和第三二极管构成；开关升压单元由第一电容、第四二极管、第五二极管和第一MOS管组成；开关电容单元由第二电容、第三电容、第七二极管和第八二极管构成。

本发明电路的具体连接方式为：所述输入直流电压源的一端与第一电感的一端和第一二极管的阳极连接；所述第一电感的另一端分别与第二二极管的阳极和第三二极管的阳极连接；所述第一二极管的阴极分别与第二二极管的阴极和第二电感的一端连接；所述第二电感的另一端分别与第三二极管的阴极、第一MOS管的漏极和第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与第一电容的正极、第二电容的负极、第二MOS管的漏极和第六二极管的阳极连接；所述第一电容的负极分别与第一MOS管的源极和第五二极管的阳极连接；所述第六二极管的阴极分别与第七二极管的阳极、第三电容的负极和第四电容的正极连接；所述第七二极管的阴极分别与第八二极管的阳极和第二电容的正极连接；所述第八二极管的阴极分别与第三电容的正极和负载电阻的一端连接；所述负载电阻的另一端分别与第四电容的负极、第二MOS管的源极、第五二极管的阴极和直流输入电源的负极连接。

该变换器稳态输出时的电压增益G为：

其中V_o表示变换器负载侧的输出电压，V_i为输入直流电压源的输入电压，D为占空比。

与现有技术相比本发明具有如下优点：结构简单，控制方便；且相比于传统的准Z源变换器(其输出电压增益为G＝1/(1-2D))和开关电感Z源升压变换器(其对应的输出电压增益为G＝(1+D)/(1-3D))，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益为G＝2(1+D)/(1-3D)，且电源电流连续，输入与输出之间共地，不存在电路启动冲击电流等，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

附图说明

图1是本发明实例中所述的一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器的电路图；

图2a、图2b是图1所示电路分别在第一MOS管和第二MOS管同时导通、第一MOS管和第二MOS管同时关断时，在一个开关周期内的主要工作模态图。

图3a是本发明实例中所述变换器与开关电感Z源变换器和传统准Z源变换器的输出电压增益对比曲线图。

图3b是以V_in＝10V，占空比D＝0.2为例，给出的本发明实例电路中相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解或实现的。

本实施例的基本拓扑结构如图1所示。为了验证方便，未特别说明的情况下电路结构中的器件均视为理想器件。一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器，其包括输入直流电压源V_in、开关电感单元、开关升压单元、开关电容单元、第二MOS管S₂，第六二极管D₆，第四电容C₄和负载电阻R_L；其中开关电感单元由第一电感L₁、第二电感L₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂和第三二极管D₃构成；开关升压单元由第一电容C₁、第四二极管D₄、第五二极管D₅和第一MOS管S₁组成；开关电容单元由第二电容C₂、第三电容C₃、第七二极管D₇和第八二极管D₈构成。

本实施例中设定第一MOS管S₁和第二MOS管S₂的驱动信号为V_GS1、V_GS2。第一电感L₁电流为i_L1、第二电感L₂电流为i_L2、第一电容C₁电压为V_C1、第二电容C₂电压为V_C2、第三电容C₃电压为V_C3、第四电容C₄电压为V_C4。并设定占空比为D，设定开关周期为T_s。

如图2a和图2b所示，图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中没有电流流过的部分。本实例采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器在一个开关周期(0,T_s)内，主要有两个不同阶段的工作模态，分别描述如下：

工作模态1(0<t<DT_s)：如图2a所示，第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时开通，第二二极管D₂、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆和第八二极管D₈反向截止，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第七二极管D₇正向导通。则此时输入直流电压源V_in和第一电容C₁一起给并联的第一电感L₁和第二电感L₂充电，第四电容C4通过二极管D₇和第二MOS管S₂给第二电容C2充电，同时第三电容C₃和第四电容C₄串联一起向负载电阻R_L供电。

此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_{L1_on}＝V_{L2_on}＝V_in+V_C1 (1)

V_C2＝V_C4 (2)

V_o＝V_C3+V_C4 (3)

其中，V_L1-on，V_{L2_on}表示第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时导通期间第一电感L₁和第二电感L₂两端的电压，V_o表示变换器负载侧的输出电压。

工作模态2(DT_s<t<T_s)：如图2b所示，第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断，则第二二极管D₂、第四二极管D₄、第五二极管D₅、第六二极管D₆和第八二极管D₈导通，第一二极管D₁、第三二极管D₃和第七二极管D₇关断。则此时输入直流电压源V_in与第一电感L₁和第二电感L₂串联一起向第一电容C₁和第四电容C₄充电，第二电容C₂给第三电容C₃充电。同时，输入直流电压源V_in与第一电感L₁、第二电感L₂和第二电容C₂串联一起向负载电阻R_L供电。此工作模态下，相关电气参数关系式为：

V_L1-off+V_L2-off＝V_in-V_C1 (4)

V_C1＝V_C4 (5)

V_C2＝V_C3 (6)

V_o＝V_C2+V_C1 (7)

其中，V_L1-off，V_L2-off表示第一MOS管S₁和第二MOS管S₂同时关断时第一电感L₁和第二电感L₂两端的电压。

根据以上分析，对第一电感L₁和第二电感L₂运用伏秒平衡原理，即电感电压在一个开关周期内的平均值为零，联立式(1)和(4)可得

则联立式(2)、(3)、(5)、(6)、(7)和(8)可求得稳态时电容电压和输出电压的表达式分别为：

则本发明实例所述的一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器稳态输出时的电压增益G为：

如图3a所示为本发明实例电路的输出电压增益曲线与开关电感Z源变换器和传统准Z源变换器的电压增益曲线比较图。由图可知，本发明实例电路在占空比D不超过0.33的情况下，输出电压增益G就可以达到很大，明显高于其他两种变换器的电压增益，且本发明实例电路的占空比D不会超过0.33。

图3b是以V_in＝10V，占空比D＝0.2为例给出的本发明实例电路中相关变量的仿真结果图。D＝0.2时，对应的输出电压增益G＝6，第一、第二、第三、第四电容电压(V_C1、V_C2、V_C3、V_C4)＝30V，输出电压V_o＝60V。此外，图3b中还给出了第一、第二电感电流(i_L1、i_L2)的波形以及第一MOS管S₁和第二MOS管S₂的驱动信号(V_GS、V_GS2)的波形。

综上所述，本发明实例提出的一种采用开关电感和开关电容的准开关升压DC-DC变换器，结构简单，控制方便；相比于传统的准Z源变换器和开关电感Z源变换器，在相同的输入电压和占空比的情况下，具有更高的输出电压增益，且电源电流连续，输入与输出之间共地，在电路启动瞬间不存在启动冲击电流，因此本发明电路具有很广泛的应用前景。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。