隔离型开关电容变换器的制作方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种隔离型开关电容变换器。

背景技术：

开关电容变换器通过开关控制电容的充电和放电从而实现电压或电流变换。现有的开关电容变换器如图1所示，输入端口输入输入电压Vin。开关Q1连接在电容C的端a和电压输入端口的第一端i之间，并在控制信号G1的控制下导通或关断。开关Q2连接在电容C的端a和输出端口的第一端之间，并在控制信号G2的控制下导通或关断。其中，控制信号G1和G2互补，也即，控制信号G1为高电平时，控制信号G2为低电平。同时，电容C的端b与输入端口的第二端以及输出端口的第二端连接。输入端口以及输出端口的第二端通常会作为参考端(或称为接地端)。在输出端口还可以设置输出电容Co以对输出电压Vout进行平滑。由此，通过开关Q1和Q2交替导通和关断，从而使得电容C在间歇性地对输出端放电，从而实现功率的传递和电压/电流转换。

但是，现有的开关电容变换器的架构中，输入端口和输出端口共地，同时，电容C间歇性地向输出端口输出电流，导致输入电源和输出电容上的不期望的电流脉动较大。

而现有的隔离型变换器需要使用线圈，其体积较大，无法应用于小型化的系统中。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种隔离型开关电容变换器，可以将输入端口和输出端口通过电容隔离，同时仍然保证开关电容变换器正常工作。

本发明实施例的隔离型开关电容变换器包括：

第一电容；

第一组开关，串联在输入端口的两端之间，以选择性地将第一电容的第一端连接到输入端口的第一端或第二端；

第二组开关，串联在输出端口的两端之间，以选择性地将第一电容的第二端连接到输出端口的第一端或第二端；以及，

第二电容，连接在输入端口的任意一端和输出端口的任意一端之间。

优选地，所述第一组开关和所述第二组开关受控导通或关断以使得隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态间交替切换。

优选地，在第一状态下，所述第一电容和所述第二电容串联在输入端口的两端之间，在第二状态下，所述第一电容和所述第二电容串联在输出端口的两端之间。

优选地，所述第二电容连接在所述输入端口的第一端和所述输出端口的第二端之间，或者，所述第二电容连接在所述输入端口的第二端和所述输出端口的第一端之间。

优选地，在第一状态下，所述第一电容和所述第二电容形成输入端口对输出端口供电的电流通路，在第二状态下，所述第一电容和所述第二电容形成电荷均衡回路.

优选地，所述第二电容连接在所述输入端口的第一端和所述输出端口的第一端之间，或者，所述第二电容连接在所述输入端口的第二端和所述输出端口的第二端之间。

优选地，所述隔离型开关电容变换器还包括：

第三电容，连接在输入端口未与所述第二电容连接的一端和输出端口未与所述第二电容连接的一端之间。

优选地，所述第一组开关包括：

第一开关，连接在输入端口的第一端和所述第一电容的第一端之间；以及，

第二开关，连接在输入端口的第二端和所述第一电容的第一端之间；

所述第二组开关包括：

第三开关，连接在输出端口的第一端和第一电容的第二端之间；以及，

第四开关，连接在输出端口的第二端和第一电容的第二端之间。

优选地，所述第一开关和第三开关根据第一控制信号导通和关断，所述第二开关和第四开关根据第二控制信号导通和关断，所述第一控制信号和所述第二控制信号互补。

优选地，所述隔离型开关电容变换器还包括：

第四电容；

第三组开关，串联在输入端口的两端之间，以选择性地将第四电容的第一端连接到输入端口的第一端或第二端；以及，

第四组开关，串联连接在输出端口的两端之间，以选择性地将第四电容的第二端连接到输出端口的第一端或第二端。

优选地，所述第一组开关、第二组开关、第三组开关和第四组开关受控导通或关断以使得隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态间交替切换。

优选地，所述第一组开关包括：

第一开关，连接在输入端口的第一端和所述第一电容的第一端之间；以及，

第二开关，连接在输入端口的第二端和所述第一电容的第一端之间；

所述第二组开关包括：

第三开关，连接在输出端口的第一端和所述第一电容的第二端之间；以及，

第四开关，连接在输出端口的第二端和所述第一电容的第二端之间。

所述第三组开关包括：

第五开关，连接在输入端口的第一端和所述第四电容的第一端之间；以及，

第六开关，连接在输入端口的第二端和所述第四电容的第一端之间；

以及，所述第四组开关包括：

第七开关，连接在输出端口的第一端和所述第四电容的第二端之间；以及，

第八开关，连接在输出端口的第二端和所述第四电容的第二端之间。

优选地，所述第一开关、第三开关、第六开关和第八开关根据第一控制信号导通和关断，所述第二开关、第四开关、第五开关和第七开关根据第二控制信号导通和关断，所述第一控制信号和所述第二控制信号互补。

优选地，所述第一控制信号和所述第二控制信号互补并设置有死区。

优选地，所述第三开关和/或所述第四开关替换为二极管。

优选地，所述第三开关、第四开关、第七开关和第八开关中的至少一个替换为二极管。

通过设置串联在输入端口两端之间的第一组开关和串联在输出端口两端之间的第二组开关以及连接在两组开关的中间端之间的第一电容和连接在输入端口的任一端以及输出端口的任一端之间的第二电容，可以有效地使得输入端口和输出端口隔离，同时，通过第一组开关和第二组开关的受控导通或关断，控制第一电容以及第二电容进行充电和放电动作，实现功率变换。由此，可以在不使用变压器的前提下实现输入端口和输出端口隔离，可以减小隔离型变换器体积，使得隔离型变换器适用于小型化的产品。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有技术中的开关电容变换器的电路图；

图2是现有技术的开关电容变换器的控制信号的波形图；

图3是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图4是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器的控制信号的波形图；

图5是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图6是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图7是本发明第二实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图8是本发明第三实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图9是本发明第三实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图10是本发明第三实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图11是本发明第四实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图12是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图13是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器的控制信号的波形图；

图14是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图15是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图16是本发明第六实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图17是本发明第六实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图18是本发明第六实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图19是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图20是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器的控制信号的波形图；

图21是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图22是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图23是本发明第八实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图24是本发明第八实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下的等效电路图；

图25是本发明第八实施例的隔离型开关电容变换器在第二状态下的等效电路图；

图26是本发明第九实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图27是本发明第十实施例的隔离型开关电容变换器的电路图；

图28是本发明另一种实施方式的电路。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在图3和图4以及以下的描述中，以输入端口的第一端为高压端、第二端为参考端，且，输出端口的第一端为高压端、第二端为参考端为例进行说明。在以下的描述中，也按照上述设置方式来进行说明，但是本领域技术人员容易理解，本发明的技术方案并不限于此。电容C2实际上可以连接在输入端口的任意一端和输出端口的任意一端之间，通过设置控制信号G1-G4控制开关Q1-Q4导通和关断，可以达到与第一实施例以及第二实施例相同或等同的效果。

图3是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图3所示，在本实施例中，隔离型开关电容变换器1包括电容C1、电容C2、第一组开关Q1和Q2以及第二组开关Q3和Q4。其中，开关Q1和Q2串联在输入端口的两端之间。开关Q3和Q4串联在输出端口的两端之间。开关Q1-Q4分别由控制信号G1-G4控制。开关Q1和Q2的公共端与电容C1的一端a连接，开关Q3和Q4的公共端与电容C1的另一端b连接。具体地，开关Q1连接在输入端口的第一端i和电容C1的第一端a之间。开关Q2连接在输入端口的第二端和电容C1的第一端a之间。开关Q1和Q2受控导通或关断以选择性地将电容C1的第一端a连接到输入端口的第一端i或第二端。开关Q1导通，开关Q2关断时，可以使得电容C1的第一端a连接到输入端口的第一端。开关Q1关断，开关Q2导通时，可以使得电容C1的第一端连接到输入端口的第二端。同样，开关Q3连接在输出端口的第一端o和电容C1的第二端b之间，开关Q4连接在输出端口的第二端与电容C1的第二端b之间。开关Q3和Q4受控导通或关断以选择性地将电容C1的第二端b连接到输出端口的第一端或第二端。开关Q3导通，开关Q4关断时，可以使得电容C1的第二端b连接到输出端口的第一端o。开关Q3关断，开关Q4导通时，可以使得电容C1的第二端B连接到输出端口的第二端。

在本发明实施例中开关Q1-Q4可以采用各种现有的电可控开关器件，例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)，或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

同时，电容C2连接在输入端口的第二端和输出端口的第一端o之间。

图4是本发明第一实施例的控制信号的波形图。在以下的描述中，所有的开关在对应控制信号为高电平时导通，在控制信号为低电平时关断。根据图4可知，控制信号G1和G3同相，控制信号G2和G4同相，同时，上述两组控制信号相互反相(或称互补)。也即，在控制信号G1和G3为高电平时，控制信号G2和G4为低电平；在控制信号G1和G3为低电平时，控制信号G2和G4为高电平。在本实施例中，优选将两组控制信号的占空比设置为50％，由此，使得隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态的时间相同。同时，通过调节控制信号的占空比，可以调节输出电压或输出电流。

优选地，两组控制信号还可带有一定的死区时间。死区时间是PWM输出时，为了使H桥或半H桥的上下管不会因为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。通常也指PWM响应时间。

由此，控制信号G1-G4分别控制开关Q1-Q4导通和关断，使得隔离型开关电容变换器1在第一状态和第二状态间交替切换。图5-图6是本发明第一实施例的隔离型开关电容变换器在不同状态下的等效电路图。在开关Q1和Q3导通，开关Q2和Q4关断时，本实施例的隔离型开关电容变换器的等效电路图如图5所示。在该状态下，电容C1和C2串联在输入端口的两端之间，由此，输入电压Vin通过所形成的电流回路对电容C1和C2充电。充电电流由输入端口的第一端i经由开关Q1、电容C1、开关Q3和电容C2流向输入端口的第二端。在开关Q1和Q3关断，开关Q2和Q4导通时，本实施例的隔离型开关电容变换器的等效电路图如图6所示。在该状态下，电容C1和C2串联在输入端口的两端之间。在上一状态中被充电的电容C1和C2向输出端口放电。放电电流经由输出端口的第二端、开关Q4、电容C1、开关Q2和电容C2流向输出端口处连接的负载。

优选地，本实施例的隔离型开关电容变换器还可以设置输出电容Co以对输出电压进行平滑。

根据图5和图6可知，在第一状态下，通过输入端口对电容C1和C2充电，在第二状态下电容C1和C2被串联到输出端口两端对输出端口放电。并且，无论在那种状态下，输入输出端口的任意两端之间始终连接有电容进行隔离，由此，可以隔离输出端对输入端的影响。

图7是本发明第二实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图7所示，本实施例的隔离型开关电容变换器与第一实施例的隔离型开关电容变换器类似，其电容C2的连接方式有所不同。在本实施例中，电容C2连接在输入端口的第一端i和输出端口的第二端之间。由此，在开关Q1-Q4以与上一实施例相同的方式导通和关断时，隔离型开关电容变换器在电容C1和C2串联在输出端口两端之间和电容C1和C2串联在输入端口两端之间两个状态之间切换。也即，在开关Q1和Q3导通，开关Q2和Q4关断时，电容C1和电容C2串联在输出端口的两端之间。在开关Q1和Q3关断，开关Q2和Q4导通时，电容C1和电容C2串联在输入端口的两端之间。

图8是本发明第三实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。本实施例的隔离型开关电容变换器与第一实施例的隔离型开关电容变换器类似，其电容C2的连接方式有所不同。在本实施例中，电容C2连接在输入端口的第二端和输出端口的第二端之间，也即，连接在输入端口的参考和输出端口的参考端之间。同时，在本实施例中，开关Q1-Q4的连接关系与第一实施例相同，也即，开关Q1导通，开关Q2关断时，可以使得电容C1的第一端a连接到输入端口的第一端。开关Q1关断，开关Q2导通时，可以使得电容C1的第一端连接到输入端口的第二端。开关Q3导通，开关Q4关断时，可以使得电容C1的第二端b连接到输出端口的第一端o。开关Q3关断，开关Q4导通时，可以使得电容C1的第二端B连接到输出端口的第二端。

同时，开关Q1-Q4可以由如图4所示的控制信号G1-G4控制，也即，开关Q1和Q3受控同时导通和关断，开关Q2和Q4受控同时导通和关断，且开关Q1和Q3以及开关Q2和Q4不同时导通。由此，可以使得本实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态间交替切换。

图9和图10分别为本实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态下和第二状态下的等效电路图。如图9所示，在第一状态下，开关Q1和Q3导通，开关Q2和Q4关断。在该状态下，电容C1连接在输入端口的高压端和输出端口的高压端之间，电容C2连接在输出端口的参考端和输入端口的参考端之间。由此，电流可以经由输入端口的高压端、电容C1、负载和电容C2形成的通路流动。在第一状态下，通过输入端口和电容C2的放电为电容C1充电并为负载供电。如图10所示，在第二状态下，开关Q2和Q4导通，开关Q1和Q3关断。在该状态下，电容C1和C2均连接在输入端口的参考端和输出端口的参考端之间，形成电流回路，电容C1放电为电容C2充电，从而实现电容状态的调节。

根据图9和图10可知，在第一状态下，电容C1负载和电容C2实际上串联在输入端口的两端之间，负载可以获得供电，在第二状态下电容C1和C2形成电流回路进行电荷的重新分布，为下一次切换到第一状态后电流可以流过电容到达负载做好准备。无论在那种状态下，输入输出端口的任意两端之间始终连接有电容进行隔离，由此，可以隔离输出端对输入端的影响。

图11是本发明第四实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图11所示，本实施例的隔离型开关电容变换器与第三实施例的隔离型开关电容变换器类似，其电容C2的连接方式有所不同。在本实施例中，电容C2连接在输入端口的第一端i和输出端口的第一端o之间，也即，连接在输入端口的高压端和输出端口的高压端之间。同时，在本实施例中，开关Q1-Q4的连接关系与第一实施例相同，也即，开关Q1导通，开关Q2关断时，可以使得电容C1的第一端a连接到输入端口的第一端。开关Q1关断，开关Q2导通时，可以使得电容C1的第一端连接到输入端口的第二端。开关Q3导通，开关Q4关断时，可以使得电容C1的第二端b连接到输出端口的第一端o。开关Q3关断，开关Q4导通时，可以使得电容C1的第二端B连接到输出端口的第二端。

同时，开关Q1-Q4可以由如图4所示的控制信号G1-G4控制，也即，开关Q1和Q3受控同时导通和关断，开关Q2和Q4受控同时导通和关断，且开关Q1和Q3以及开关Q2和Q4不同时导通。由此，可以使得本实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态间交替切换。本实施例第一状态和第二状态的等效电路与第三实施例类似，在此不再赘述。

图12是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图12所示，本实施例的隔离型开关电容变换器包括电容C1、电容C2、电容C3、第一组开关Q1和Q2以及第二组开关Q3和Q4。其中，开关Q1-Q4以及电容C1的连接方式与第一实施例类似，在此不再赘述。在本实施例中，电容C2连接在输入端口的参考端和输出端口的高压端之间，同时，电容C3连接在输入端口的高压端和输出端口的高压端之间。也即，本实施例相对于第一、第二实施例增加了与电容C2对称设置的电容C3。

图13是本发明第五实施例的隔离型开关电容变换器的控制信号的波形图。如图13所示，在分别控制开关Q1-Q4的控制信号G1-G4中，控制信号G1和G3同相，控制信号G2和G4同相，同时，上述两组控制信号相互反相(或称互补)。也即，在控制信号G1和G3为高电平时，控制信号G2和G4为低电平；在控制信号G1和G3为低电平时，控制信号G2和G4为高电平。在控制信号G1-G4的控制下，开关Q1和Q3同时导通和关断，开关Q2和Q4同时导通和关断。并且，在开关Q1和Q3导通时，开关Q2和Q4关断。在开关Q1和Q3关断时，开关Q2和Q4导通。由此，使得本实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态之间切换。

图14-图15是本实施例的隔离型开关电容变换器在不同状态下的等效电路图。如图14所示，在第一状态下，也即，在开关Q1和Q3导通、开关Q2和Q4关断时，电容C1和电容C2被串联在输入端口的两端之间，输入端口可以对电容C1和电容C2进行充电。同时，由于电容C2连接在输入端口的高压端i和输出端口的参考端之间，其使得从输出端口侧看，电容C1和C3被串联在输出端口，因此，电容C3也对电容C1充电，并同时对输出端口供电。由此，在第一状态下，并非仅仅进行充电，而是一部分电容进行充电，一部分电容对输出端口放电。具体地，如果将流过电容C1的电流计为1，则由输入端口流入的电流为1/2，而由输出端口的参考端流过电容C3的电流则为1/2。同时，流过电容C2流回输入端口的参考端的电流为1/2,而流向输出端口的电流也为1/2。

如图15所示，在第二状态下，也即，在开关Q1和Q3关断、开关Q2和Q4导通时，电容C3和C1被串联在输入端口的两端，而电容C1和C2被串联在输出端口的两端。由此，输入端口和电容C1共同对电容C31充电。电流通过电容C3、开关Q4、电容C1和开关Q1流向输入端口的参考端。同时，电容C1和C2与负载构成环路，对输出端口进行供电。具体地，如果将流过电容C1的电流计为1，则由输入端口流入的电流为1/2，而流过电容C2和流过电容C3的电流均为1/2。由此，在第二状态下，也并非仅仅进行充电，而是一部分电容进行充电，一部分电容进行放电。应理解，以上为了便于进行理解，将流过电容C2和电容C3的电流设置为相等。但是，在实际的设计中，可以根据需要，通过设置电容的电容值以及控制信号的占空比，改变上述电流的比例。

对比图5、图6和图14-图15可知，在第一和第二实施例中，输出端口的输出电流在0和1之间进行切换，而在本实施例中，无论在哪个状态下，均存在对输出端口供电的电容，因此，可以保持输出电流连续，减小输出端口的电流脉动，提高系统性能。由于电流脉动的减小，可以在设计时减小输入输出电容的电容值，从而降低制造成本。而且，无论在那种状态下，输出端口和输入端口的任意两端之间均存在电容隔离，因此，输入端口和输出端口之间保持隔离的状态，不会相互影响。

图16是本发明第六实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图16所示，本实施例的隔离型开关电容变换器的开关Q1-Q4以及电容C1与第五实施例相同，不同在于电容C2和电容C3的连接方式，在本实施例中，电容C2连接在输入端口的高压端和输出端口的高压端之间，同时，电容C3以对称方式设置，连接在输入端口的参考端和输出端口的参考端之间。本实施例的开关Q1-Q4可以由图13所示的控制信号G1-G4控制，也即，使得开关Q1和Q3受控同时导通和关断，开关Q2和Q4受控同时导通和关断，且开关Q1和Q3以及开关Q2和Q4不同时导通。由此，可以使得本实施例的隔离型开关电容变换器在第一状态和第二状态间交替切换。

图17和图18分别是本实施例的隔离型开关电容变换器在不同状态下的等效电路图。如图17所示，在第一状态下，也即在开关Q1和Q3导通，开关Q2和Q4关断时，电容C1、负载和电容C3顺序串联在输入端口的高压端和参考端之间，输入端口对电容C1充电并同时对负载供电，同时，电容C2与电容C1形成一个电流回路，分流流过电容C1的部分电流。具体地，如果将流过电容C1的电流计为1，则由输入端口流入的电流为1/2，而流过电容C2和流过电容C3的电流均为1/2。

如图18所示，在第二状态下，也即在开关Q1和Q3关断，开关Q2和Q4导通时，电容C2、负载和电容C1顺序串联在输入端口的高压端和参考端之间，输入端口通过电容C2对负载供电，电容C1则通过反向地放电使得电流从负载流向输入端口的参考端。同时，电容C3与电容C1形成一个电流回路，分流流过电容C1的电流。具体地，如果将流过电容C1的电流计为1，则由输入端口流入的电流为1/2，而流过电容C2和流过电容C3的电流均为1/2。根据图17和图18可知，在第一状态和第二状态下流过电容C1、C2及C3的电流方向均相反，由此，可以通过在第一状态和第二状态之间反复切换从而保证在存在电容隔离的条件下对输出端口的负载进行供电。

对比第三和第四实施例的等效电路图和本实施例的等效电路图可知，在第三和第四实施例中，输出端口的输出电流在0和1之间进行切换，而在本实施例中，无论在哪个状态下，均存在对输出端口供电的电容，因此，可以保持输出电流连续，减小输出端口的电流脉动，提高系统性能。由于电流脉动的减小，可以在设计时减小输入输出电容的电容值，从而降低制造成本。而且，无论在那种状态下，输出端口和输入端口的任意两端之间均存在电容隔离，因此，输入端口和输出端口之间保持隔离的状态，不会相互影响。

图19是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图19所示，本实施例的隔离型开关电容变换器在第一实施例的基础上增加了电容C4以及第三组开关Q5和Q6以及第四组开关Q7和Q8。电容C4以及开关Q5-Q8构成的“H”形电路与输入端口以及输出端口连接。所述的“H”形电路与电容C1和开关Q1-Q4构成的电路拓扑相同。也即，开关Q5连接在电容C4的第一端a’和输入端口的高压端i之间，开关Q6连接在电容C4的第一端a’和输入端口的参考端之间，开关Q7连接在电容C4的第二端b’和输出端口的高压端o之间，开关Q8连接在电容C4的第二端b’和输出端口的参考端之间。但是，开关Q5-Q8的控制方式与开关Q1-Q4相反。

图20是本发明第七实施例的隔离型开关电容变换器的控制信号的波形图。如图20所示，控制信号G1-G8分别控制开关Q1-Q8。其中，控制信号G1、G3、G6和G8同相，而控制信号G2、G4、G5和G7同相，同时，上述两组控制信号相互反相(或称互补)。对应地，在控制信号G1-G8的控制下，开关Q1、Q3、Q6和Q8导通，同时，开关Q2、Q4、Q5和Q7关断，使得隔离型开关电容变换器处于第一状态；开关Q1、Q3、Q6和Q8关断，同时，开关Q2、Q4、Q5和Q7导通，使得隔离型开关电容变换器处于第二状态。隔离型开关电容变换器在上述第一状态和第二状态间周期性地切换，从而持续地为输出端口供电。

图21-图22是本实施例的隔离型开关电容变换器在不同状态下的等效电路图。如图21所示，在第一状态下，也即，开关Q1、Q3、Q6和Q8导通，开关Q2、Q4、Q5和Q7关断时，电容C1和电容C2串联在输入端口的两端之间，同时，电容C2和电容C4串联在输出端口的两端之间。输入端口向电容C1和C2充电，同时，电容C2和电容C4向输出端口供电。由于电容C2既被充电又被放电，因此，在电路参数均对称设置，且控制信号G1-G8的占空比被设置为50％时，流过电容C2的电流为零。在此前提下，第一状态下的隔离型开关电容变换器实际上的电流通路为输入端口的高压端i、开关Q1、电容C1、开关Q3、负载、开关Q8、电容C4、开关Q6、输入端口的参考端。如果将从输入端口流入的电流计为1/2，则，流过上述器件的电流相同，均为1/2。

如图22所示，在第二状态下，也即，开关Q1、Q3、Q6和Q8关断，开关Q2、Q4、Q5和Q7导通时，电容C1和电容C2串联在输出端口两端之间，同时，电容C2和电容C4串联在输入端口两端之间。输入端口向电容C4和C2充电，同时，电容C1和C2向输出端口供电。由于电容C2既被充电又被放电，因此，在电路参数均对称设置，且控制信号G1-G8的占空比被设置为50％时，流过电容C2的电流为零。在此前提下，第二状态下的隔离型开关电容变换器实际上的电流通路为输入端口的高压端i、开关Q5、电容C4、开关Q7、负载、开关Q4、电容C1、开关Q2、输入端口的参考端。如果将从输入端口流入的电流计为1/2,则，流过上述器件的电流相同，均为1/2。

根据图21和图22可知，无论在哪个状态下，输出端口均可以获得供电，输出电流连续，电流脉动小。而且，由于电容C2上充电电流和放电电流相互抵消，因此，电容C2的容值可以设置得较小。同时，由于本实施例的隔离型开关电容变换器设置了两个并列结构，每个结构只需要承受一半的输出功率，因此，可以提高系统效率。

图23是本发明第八实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图23所示，本实施例在第七实施例的基础上增加电容C3，电容C3连接在输入端口的高压端i和输出端口的参考端之间。本实施例的开关Q1-Q8的控制方式与第七实施例完全相同，在此不再赘述。

图24-图25是本发明第八实施例的隔离型开关电容变换器在不同状态下的等效电路图。如图24所示，在第一状态下，也即，开关Q1、Q3、Q6和Q8导通，开关Q2、Q4、Q5和Q7关断时，电容C1和C2串联在输入端口的两端之间，同时，电容C3和C4也串联在输入端口的两端之间。输入端口分别对上述两组串联的电容进行充电。同时，对于输出端口而言，电容C1和C3串联在输出端口的两端之间，同时电容C2和C4也串联在输出端口的两端之间，上述两组串联的电容对输出端口供电。由此，与上一实施例类似，电容C2和电容C3既充电，又放电，因此，实际流过电容C2和电容C3的电流为零。第一状态下的隔离型开关电容变换器实际上的电流通路为输入端口的高压端i、开关Q1、电容C1、开关Q3、负载、开关Q8、电容C4、开关Q6、输入端口的参考端。如果将从输入端口流入的电流计为1/2，则，流过上述器件的电流相同，均为1/2。

如图25所示，在第二状态下，也即，开关Q1、Q3、Q6和Q8关断，开关Q2、Q4、Q5和Q7导通时，电容C1和电容C2串联在输出端口两端之间，电容C3和电容C4也串联在输出端口两端之间。上述两组串联的电容对输出端口供电。同时，对于输入端口而言，电容C1和电容C3串联在输入端口的两端之间，电容C2和C4也串联在输入端口的两端之间，输入端口分别对上述两组传亮的电容进行充电。第二状态下的隔离型开关电容变换器实际上的电流通路为输入端口的高压端i、开关Q5、电容C4、开关Q7、负载、开关Q4、电容C1、开关Q2、输入端口的参考端。如果将从输入端口流入的电流计为1/2，则，流过上述器件的电流相同，均为1/2。

由此，本实施例形成一个完全对称的结构，从而提供更多的电流通路。这一方面可以进一步降低每个器件需要承受的功率，提高效率，另一方面，电容C2和C3之一损坏时，隔离型开关电容变换器仍然可以正常工作。

图26是本发明第九实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图26所示，本实施例在第三实施例的基础上增加了电容C4以及第三组开关Q5和Q6以及第四组开关Q7和Q8。电容C4以及开关Q5-Q8构成的“H”形电路与输入端口以及输出端口连接。所述的“H”形电路与电容C1和开关Q1-Q4构成的电路拓扑相同。也即，开关Q5连接在电容C4的第一端a’和输入端口的高压端i之间，开关Q6连接在电容C4的第一端a’和输入端口的参考端之间，开关Q7连接在电容C4的第二端b’和输出端口的高压端o之间，开关Q8连接在电容C4的第二端b’和输出端口的参考端之间。但是，开关Q5-Q8的控制方式与开关Q1-Q4相反。也即，开关Q1-Q8可以通过图20所示的控制信号G1-G8控制，由此，使得在第一状态下，开关Q1、Q3、Q6和Q8导通，开关Q2、Q4、Q5和Q7关断；在第二状态下，开关Q1、Q3、Q6和Q8关断，开关Q2、Q4、Q5和Q7导通。本实施例的隔离型开关电容变换器在不同的状态下形成不同的电流通路，通过反复充放电对负载进行供电，同时，由于输入端口和输出端口之间始终存在电容隔离因此，输入端口和输出端口之间保持隔离的状态，不会相互影响。

而且，无论在哪个状态下，输出端口均可以获得供电，输出电流连续，电流脉动小。而且，由于电容C2上充电电流和放电电流相互抵消，因此，电容C2的容值可以设置得较小。同时，由于本实施例的隔离型开关电容变换器设置了两个并列结构，每个结构只需要承受一半的输出功率，因此，可以提高系统效率。

图27是本发明第十实施例的隔离型开关电容变换器的电路图。如图27所示，本实施例在第九实施例的基础上增加电容C3，电容C3连接在输入端口的高压端和输出端口的高压端之间。本实施例的开关Q1-Q8的控制方式与第九实施例完全相同，在此不再赘述。本实施例被形成为一个完全对称的机构，从而可以提供更多的电流通路，这一方面可以进一步降低每个器件需要承受的功率，提高效率，另一方面，电容C2和C3之一损坏时，隔离型开关电容变换器仍然可以正常工作。

同时，在本发明所有的实施例中，位于副边一侧的开关，也即一端与输出端口的高压端或接地端连接的开关均可以被替换为二极管，二极管的阴极连接靠近输出端口高压端一侧的端点，阳极连接靠近低压端一侧的端点。如图28所示，对于第四实施例，可以将其中的开关Q3和Q4替换为二极管D1和D2。其中，二极管D1的阳极与电容C1的第二端b连接，阴极与输出端口的高压端连接。二极管D2的阳极与输出端口的参考端连接，阴极与电容C1的第二端b连接。由于二极管的单向导通特性，使得二极管D1和D2可以随开关Q1和Q2的导通和关断来控制电流通路的变化，从而实现以隔离方式对输出端口供电的目的。对于其它实施例的电路结构，基于类似的原理，也均可以将副边侧的开关替换为二极管。

本发明实施例通过设置串联在输入端口两端之间的第一组开关和串联在输出端口两端之间的第二组开关以及连接在两组开关的中间端之间的第一电容和与输入端口的任一端以及输出端口的任一端连接的第二电容，从而可以有效地使得输入端口和输出端口隔离，同时，通过第一组开关和第二组开关的受控导通或关断，控制第一电容以及第二电容进行充电和放电动作，从而实现电压变换。由于输入端口和输出端口隔离，输入电源不会受到输出侧电流脉动的影响。同时，由于变换器在提供隔离的同时无需使用线圈，可以减小隔离型变换器体积，使得隔离型变换器适用于小型化的产品。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。