一种五电平逆变器的制作方法

本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种五电平逆变器。

背景技术：

多电平逆变器是一种把直流电源转换为交流电源的发电设备，在高功率应用场所，如光伏发电、风力发电及新能源联合发电等，多电平逆变器由于能提供良好的大电压大电流，正成为主流发电选择，应用前景广泛。

目前应用较广的多电平逆变器包括五电平逆变器，参见图1，为现有技术中的五电平逆变器结构示意图，如图1所示，现有五电平逆变器通常为中点钳位型五电平逆变器，直流源Vdc与相同容量的电容C1和C2串联，电容C1和C2的上的电压均为Vdc/2，电容C1和C2之间的结点O点作为参考零电位，即为中点钳位。开关管T3和T4串联、T5和T6串联后分别连接至结点O。开关管T1、T2、T7和T8构成具有电压极性转换功能的H桥，当其他开关管关断，开关管T1、T8导通或开关管T2、T7导通时，逆变器输出到电网Grid的输出电平分别为Vdc或-Vdc。当开关管T3-T6导通时，逆变器的输出电平的绝对值为电容C2的电平大小，即Vdc/2。当H桥短路即其他开关管关断，开关管T2、T8导通或开关管T1、T7导通时,逆变器输出电平均为0。

从上述五电平逆变器的结构及其工作原理可以看出，当开关管T3-T6导通时，电容C2进行放电，从而提供大小为Vdc/2的逆变器输出电平，其他导通情况下，电容C2进行充电，由直流源提供逆变器输出电平，或H桥短路，逆变器输出电平为0。由于电容C2在充放电过程中均会产生电压变化，使电容C2在放电时电压难以稳定地保持在Vdc/2电位，进而导致现有五电平逆变器输出电平的准确性较低。

技术实现要素：

本申请提供了一种五电平逆变器，以解决现有五电平逆变器输出电平准确性低的问题。

本申请提供了一种五电平逆变器，该五电平逆变器包括：三电平直流变换器以及与所述三电平直流变换器并联的极性转换电路，其中，

所述三电平直流变换器包括依次串联的直流源、第一电容开关管和第二电容开关管；

所述第一电容开关管中靠近所述直流源的一端与第一二极管的正极连接，所述第一二极管的负极与第一电容的一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一电容开关管中连接所述第二电容开关管的一端连接；

所述第二电容开关管中靠近所述直流源的一端与第二二极管的负极连接，所述第二二极管的正极与第二电容的一端连接，所述第二电容的另一端与所述第二电容开关管中连接所述第一电容开关管的一端连接；

如果所述第一电容开关管导通，则所述第二电容开关管关断，如果所述第二电容开关管导通，则所述第一电容开关管关断，所述第一电容开关管的导通时间和第二电容开关管的导通时间分别为第一预设导通时间和第二预设导通时间；

第一电平选择开关管的一端与所述第一二极管的负极连接、另一端与所述极性转换电路中正极输入端连接；

第二电平选择开关管的一端与所述第一电容开关管中连接所述第二电容开关管的一端连接、另一端与所述极性转换电路中正极输入端连接；

第三电平选择开关的一端与所述极性转换电路中正极输入端连接、另一端分别与所述第二二极管的正极和所述极性转换电路中负极输入端连接；

所述极性转换电路的输出端用于与电网并联或与负载电路并联。

优选地，所述第一预设导通时间和第二预设导通时间相同。

优选地，所述极性转换电路包括第一桥臂开关管、第二桥臂开关管、第三桥臂开关管和第四桥臂开关管，所述极性转换电路中正极输入端分别与所述第一桥臂开关管、第三桥臂开关管的一端连接，所述第一桥臂开关管、第三桥臂开关管的另一端分别与所述第二桥臂开关管、第四桥臂开关管的一端连接，所述第二桥臂开关管、第四桥臂开关管的另一端均与所述极性转换电路中负极输入端连接，所述极性转换电路中输出端的一个端口设置在所述第一桥臂开关管、第二桥臂开关管之间、另一个端口设置在所述第三桥臂开关管、第四桥臂开关管之间。

优选地，如果所述第一桥臂开关管导通，则所述第四桥臂开关管导通，所述第二、第三桥臂开关管关断；

如果所述第二桥臂开关管导通，则所述第三桥臂开关管导通，所述第一、第四桥臂开关管关断。

优选地，所述第一电容开关管和第二电容开关管包括全控型晶闸管。

优选地，如果所述第一电平选择开关管导通，则所述第二电平选择开关管和第三电平选择开关管关断；

如果所述第二电平选择开关管导通，则所述第一电平选择开关管和第三电平选择开关管关断；

如果所述第三电平选择开关管导通，则所述第二电平选择开关管和第一电平选择开关管关断。

优选地，根据所述第一电容电压大于所述第二电容电压的差值大于预设阈值，导通所述第二电容、关断所述第一电容，根据所述第一电容电压小于所述第二电容电压的差值小于预设阈值，导通所述第一电容、关断所述第二电容。

优选地，所述五电平逆变器的控制信号调制方式包括载波层叠调制，所述载波层叠调制的调制波包括正弦波。

优选地，所述载波层叠调制的载波包括第一载波、第二载波、第三载波和第四载波，其中，

所述第一载波、第二载波、第三载波和第四载波均包括三角波，所述第一载波、第二载波、第三载波和第四载波的幅值相同、频率相同、相位相同；

所述第一载波、第二载波和第三载波、第四载波在同一个坐标系中上下层叠，相邻两个所述载波中，其中一个载波的最小值是另一个载波的最大值；

所述调制波的最大值小于所述第一载波的最大值，所述调制波的最小值小于所述第四载波的最小值。

本申请提供的五电平逆变器的有益效果包括：

本申请提供的五电平逆变器，包括三电平直流变换器和极性转换电路。三电平直流变换器包括直流源、第一电容开关管、第二电容开关管、第一电容、第二电容、第一电平选择开关管、第二电平选择开关管、第三电平选择开关管、第一二极管和第二二极管。通过控制第一电容开关管和第二电容开关管的导通，可使第一电容和第二电容分别输出与直流源大小相同的电平，利用第一电平选择开关管、第二电平选择开关管和第三电平选择开关管，可实现三电平直流变换器分别输出与直流源大小相同的电平、两倍于直流源大小的电平和零电平，利用极性转换电路，可实现变换三电平直流变换器输出电平的极性，从而使本申请提供的五电平逆变器能够输出五电平。本申请提供的五电平逆变器输出的五电平中最大电平为两倍于直流源的电平，直流源的利用率很高；通过控制第一电容开关管和第二电容开关管的导通，可使三电平直流变换器输出稳定的与直流源大小相同的电平，解决了现有技术中直接利用充放电后的电容提供输出电平导致五电平逆变器输出电平准确性较低的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中一种五电平逆变器的结构示意图；

图2为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的结构示意图；

图3为本申请实施例提供的一种中点电位平衡控制结构示意图；

图4为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的等效电路示意图；

图5为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的载波层叠调制示意图；

图6为本申请实施例提供的一种五电平逆变器中电平选择开关管与比较器输出的真值表。

具体实施方式

参见图2，为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的结构示意图。如图2所示，本申请实施例提供的五电平逆变器，包括三电平直流变换器以及与三电平直流变换器并联的极性转换电路，三电平直流变换器包括依次串联的直流源、第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂。

具体的，第一电容开关管Q₁中直流源的一端与第一二极管T₁的正极连接，第一二极管T₁的负极与第一电容C₁的一端连接，第一电容C₁的另一端与第一电容开关管Q₁中连接第二电容开关管Q₂的一端连接。

第二电容开关管Q₂中靠近直流源的一端与第二二极管T₂的负极连接，第二二极管T₂的正极与第二电容C₂的一端连接，第二电容C₂的另一端与第二电容开关管Q₂中连接第一电容开关管Q₁的一端连接。

第一电平选择开关管S₂的一端与第一二极管T₂的负极连接、另一端与极性转换电路中正极输入端连接。第二电平选择开关管S₁的一端与第一电容开关管Q₁中连接第二电容开关管Q₁的一端连接、另一端与极性转换电路中正极输入端连接。第三电平选择开关S₀的一端与极性转换电路中正极输入端连接、另一端分别与第二二极管T₂的正极和极性转换电路中负极输入端连接。极性转换电路的输出端用于与电网并联或与负载电路并联。

极性转换电路包括第一桥臂开关管H₁、第二桥臂开关管H₂、第三桥臂开关管H₃和第四桥臂开关管H₄，极性转换电路中正极输入端分别与第一桥臂开关管H₁、第三桥臂开关管H₃的一端连接，第一桥臂开关管H₁、第三桥臂开关管H₃的另一端分别与第二桥臂开关管H₂、第四桥臂开关管H₄的一端连接，第二桥臂开关管H₂、第四桥臂开关管H₄的另一端均与极性转换电路中负极输入端连接，极性转换电路中输出端的一个端口设置在第一桥臂开关管H₁、第二桥臂开关管H₂之间、另一个端口设置在第三桥臂开关管H₃、第四桥臂开关管H₄之间。

本申请实施例中，第一电容C₁和第二电容C₂选择电容值相等的电容，第一电容开关管Q₁、第二电容开关管Q₂、第一电平选择开关管S₂、第二电平选择开关管S₁、第三电平选择开关管S₀以及第一桥臂开关管H₁、第二桥臂开关管H₂、第三桥臂开关管H₃和第四桥臂开关管H₄均可选择全控型晶闸管，具体可为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，电力场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)。

本申请实施例提供的五电平逆变器中，直流源的电压为V_in，第一电容C₁的电压值为V_c1，第二电容C₂的电压值为V_c2。如果第一电容开关管Q₁导通，则第二电容开关管Q₂关断，如果第二电容开关管Q₂导通，则第一电容开关管Q₁关断，即第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂交替导通，当第一电容开关管Q₁导通时，第二电容C₂进行充电，当第二电容开关管Q₂导通时，第一电容C₁进行充电。第一电容开关管Q₁的导通时间为第一预设导通时间，第二电容开关管Q₂的导通时间为第二预设导通时间，第一预设导通时间和第二预设导通时间相同，即第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂导通占空比均为0.5，则V_c1＝V_c2＝V_in，从而实现了第一电容C₁和第二电容C₂之间中点电位平衡，提高了输出电平的准确性。

进一步的，当第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂导通占空比均为0.5时，第一电容C₁和第二电容C₂的实际电压易出现一定差值，由于第一电容电压V_c1与第二电容开关管Q₂的导通时间正相关，第二电容电压V_c2与第一电容开关管Q₁的导通时间正相关，通过实时采集并比较第一电容电压V_c1和第二电容电压V_c2，利用比较结果矫正下一个周期第一预设导通时间和第二预设导通时间分配比例，可进一步提高中点电位的平衡性。参见图3，为本申请实施例提供的一种中点电位平衡控制结构示意图。如图3所示，通过设置第一电容电压V_c1和第二电容电压V_c2差值Δε的预设阈值h，如果第一电容电压V_c1和第二电容电压V_c2差值Δε超出预设阈值h，则闭锁掉值为0.5的占空比，利用滞环比较器对第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂的触发信号进行调整，具体为根据第一电容电压大于第二电容电压的差值Δε大于预设阈值h，滞环比较器输出为1，导通第二电容开关管Q₂、关断第一电容开关管Q₁，实现第一电容C₁多放电、第二电容C₂多充电，根据第一电容电压V_c1小于第二电容电压V_c2的差值Δε小于预设阈值h，滞环比较器输出为1，导通第一电容开关管Q₁、关断第二电容开关管Q₂，实现第一电容C₁多充电、第二电容C₂多放电，逐渐达到电压平衡。利用滞环比较器调整后，如果第一电容电压V_c1和第二电容电压V_c2差值Δε小于预设阈值h，则闭锁掉滞环比较器，重新使用占空比为0.5的触发信号对第一电容开关管Q₁和第二电容开关管Q₂进行控制。

本申请提供的五电平逆变器共有12个工作模态，当V_c1＝V_c2时，第一电容C₁、第二电容C₂等效为直流电压源，12个工作模态简化为6个，参见图4，为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的等效电路示意图。如图4所示，第一电平选择开关管S₂、第二电平选择开关管S₁和第三电平选择开关管S₀不同时导通。如果第一电平选择开关管S₂导通，则第二电平选择开关管S₁和第三电平选择开关管S₀关断，三电平直流变换器的输出电平V_h＝V_c1+V_c2＝2V_in。如果第二电平选择开关管S₁导通，则第一电平选择开关管S₂和第三电平选择开关管S₀关断，三电平直流变换器的输出电平V_h＝V_c2＝Vin。如果第三电平选择开关管S₀导通，则第二电平选择开关管S₁和第一电平选择开关管S₂关断，三电平直流变换器的输出电平V_h＝0。

进一步地，极性转换电路中，如果第一桥臂开关管H₁导通，则第四桥臂开关管H₄导通，第二桥臂开关管H₂、第三桥臂开关管H₃关断，此时，极性转换电路的输出极性为正；如果第二桥臂开关管H₂导通，则第三桥臂开关管H₃导通，所述第一桥臂开关管H₁、第四桥臂开关管H₄关断，此时，极性转换电路的输出极性为负。

定义第一电平选择开关管S₂、第二电平选择开关管S₁和第三电平选择开关管S₀的开关函数S_i，如式(1)：

同理可得第一桥臂开关管H₁、第二桥臂开关管H₂、第三桥臂开关管H₃和第四桥臂开关管H₄的开关函数H_j的定义，如式(2)：

忽略五电平逆变器输出电流i_o的方向，结合式(1)、(2)及上文所述，五电平逆变器的6个工作模态可统一为逻辑表达式(3)：

|U|＝V_h＝i(S_i＝1,i＝0,1,2) (3)

若考虑五电平逆变器输出电流i_o方向，则6个工作模态可统一为逻辑表达式(4)：

综上所述，第一电容开关管Q₁、第二电容开关管Q₂的导通时间即第一预设导通时间和第二预设导通时间决定第一电容电压V_c1和第二电容电压V_c2，开关函数S_i决定三电平直流变换器的输出电平V_h，开关函数H_j控制五电平逆变器输出波形的频率和初始相位。本申请实施中，第一电容开关管Q₁、第二电容开关管Q₂与开关函数S_i、开关函数H_j分开独立控制，开关函数S_i和开关函数H_j的频率和相位需要同步。

本申请实施例中，对逆变器的调制就是逆变器控制信号PWM波产生的过程。开关函数S_i和开关函数H_j的控制信号PWM波的调制方式包括载波层叠调制，载波层叠调制的调制波包括正弦波，载波包括第一载波、第二载波、第三载波和第四载波。参见图5，为本申请实施例提供的一种五电平逆变器的载波层叠调制示意图。如图5所示，第一载波、第二载波、第三载波和第四载波的幅值相同、频率相同、相位相同。第一载波、第二载波、第三载波和第四载波在同一个坐标系中上下层叠，相邻两个载波中，其中一个载波的最小值是另一个载波的最大值。调制波的最大值小于第一载波的最大值，调制波的最小值小于第四载波的最小值。

具体的，第一载波、第二载波和第三载波、第四载波将坐标平面划分为5个区域，将调制波分别与第一载波、第二载波、第三载波以及第四载波做对比，从下往上依次对应于输出电平U的五种电平：-2、-1、0、+1、+2。结合式(1)、(4)可分别得到在载波层叠调制下，开关函数S_i和开关函数H_j的波形。

定义调制波大于载波时产生PWM波的比较器输出为1，可将图5中的波形转换为开关函数S_i与四个PWM比较器(载波)Mi(i＝1,2,3,4)输出之间的逻辑关系，如图6所示，为本申请实施例提供的一种五电平逆变器中电平选择开关管与比较器输出的真值表。

利用卡洛图化简可得到开关函数S_i与PWM比较器输出的逻辑关系，即可实现五电平逆变器的调制，如式(7)：

三个电平选择开关管的开断信号由载波层叠产生，产生0、+1、+2三个电平，再给H桥输入与载波同频率的开断信号，利用H桥来调整信号正负，即可得到五种电平：-2、-1、0、+1、+2。将载波层叠调制应用于五电平逆变器进行仿真时，逆变产生的交流电压波形稳定，谐波畸变率低。

由上述实施例可见，本申请提供的五电平逆变器，输出的五电平中最大电平为两倍于直流源的电平，直流源的利用率很高；通过控制第一电容开关管和第二电容开关管的导通，可使三电平直流变换器输出稳定的与直流源大小相同的电平，解决了现有技术中直接利用充放电后的电容提供输出电平导致五电平逆变器输出电平准确性较低的问题，中点电位的平衡性高。

以上所述的本发明实施方式并不构成对本发明保护范围的限定。