用于降低开关损耗的动态IGBT栅极驱动的制作方法
本申请总体上涉及对混合动力电动动力传动系统中的igbt的栅极电压的控制，其中，栅极电压包括保持在第一电压水平的阶跃函数，之后栅极电压在一段时间内升高至第二电压水平。
背景技术：
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(hev)和电池电动车辆(bev))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(dc)电力转换为交流(ac)电力。典型的ac牵引马达是3相马达，3相马达由3个正弦信号提供电力，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作。典型的牵引电池的端电压超过100伏特dc，并且牵引电池可选地被称作高电压电池。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常处于比牵引电池更高的电压处。很多电气化车辆包括dc-dc转换器，dc-dc转换器还被称作可变电压转换器(vvc)，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。电机可能需要高电压和高电流。由于电压需求、电流需求和开关需求，绝缘栅双极型晶体管(igbt)通常被用于产生电力逆变器和vvc中的信号。
技术实现要素：
一种车辆动力传动系统包括igbt和控制器，所述igbt被配置为在电源和负载之间传导电流，所述控制器被配置为：向所述igbt的栅极施加第一水平的电压持续第一持续时间，并且在第二持续时间内增大所述电压，其中，所述第一持续时间取决于所述栅极的电容，所述第二持续时间是基于落在由所述负载的电源电压定义的阈值以下的所述电流的变化率的。
一种控制车辆的电机的方法包括：由栅极驱动器将第一水平的电压施加到igbt的栅极上持续基于所述栅极的电容的预定时间；由所述igbt响应于所述电压而使电流流动通过电机的相；响应于流过所述相的电流的变化率超过由所述电机的电源电压定义的预定阈值，从所述第一水平转换到高于所述第一水平的第二水平。
一种控制动力传动系统逆变器的igbt的方法包括：由栅极驱动器将第一水平的电压施加到igbt的栅极持续基于所述栅极的电容的预定时间；由所述igbt响应于所述电压而使电流流动通过所述igbt的集电极；响应于流过所述igbt的电流的变化率超过由所述逆变器的电源电压定义的预定阈值，将所述电压从所述第一水平增大到高于所述第一水平的第二水平。
根据本发明的一个实施例，所述预定时间与所述电容成正比，并且与所述栅极的电阻成反比。
根据本发明的一个实施例，所述第一水平高于所述igbt的导通阈值电压，并且低于所述igbt在所述igbt处于饱和模式时传导最大负载电流时的最小栅极电压。
根据本发明的一个实施例，所述增大是在基于所述igbt的寄生电感和温度的时间段内进行的。
一种车辆包括igbt和控制器，所述igbt被配置为选择性地在电源和负载之间传导电流，所述控制器被配置为：向所述igbt的栅极施加第一水平的电压持续根据所述栅极的电阻得到的持续时间，在所述持续时间到期后，基于比与电源电压对应的阈值小的所述电流的变化率控制所述电压的增大率。
根据本发明的一个实施例，所述第一水平还根据所述栅极的电容被得到。
根据本发明的一个实施例，所述持续时间还根据所述栅极的电容被得到。
根据本发明的一个实施例，所述持续时间与所述栅极的电容成正比，并且与所述栅极的电阻成反比。
根据本发明的一个实施例，所述增大率是基于在所述电源和负载之间的传导的电流的。
根据本发明的一个实施例，所述负载是电机或dc-dc转换器的电感器。
附图说明
图1是示出典型的动力传动系统和能量储存组件的混合动力车辆的示图，其中，在动力传动系统和能量储存组件之间具有电力逆变器。
图2是车辆可变电压转换器的示意图。
图3是车辆电动马达逆变器的示意图。
图4是栅极电压相对于时间的分布曲线的图形表示。
图5是示出用于igbt的栅极驱动控制的流程图。
图6a是与igbt的栅极关联的电压相对于时间的分布曲线的图形表示。
图6b是与igbt的栅极关联的电流相对于时间的分布曲线的图形表示。
图6c是与igbt关联的集电极至发射极电压相对于时间的分布曲线的图形表示。
图6d是与igbt的集电极关联的电流相对于时间的分布曲线的图形表示。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
绝缘栅双极型晶体管(igbt)和反激二极管或续流二极管在多种工业应用(诸如电动马达驱动和电力逆变器)中被广泛使用。igbt的操作由栅极驱动器供应的栅极电压控制。常规的栅极驱动器通常是基于被施加到具有限流电阻器的igbt栅极上的大于阈值电压的电压的，所述栅极驱动器由可变电压源和栅极电阻器组成。低栅极电阻可导致快速的开关速度和低开关损耗，但也会在半导体器件上产生更高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。
与用于igbt导通的常规的栅极驱动器关联的一些缺点包括：对开关延迟时间、电流斜率和电压斜率的有限的控制，使得优化开关损耗受到限制。另一缺点是：栅极电阻通常基于最差情况的操作状况被选择，因此在正常操作状况下引入了过多的开关损耗。例如，在高dc总线电压下，栅极电阻基于电流相对于时间的变化(di/dt)被选择，以避免在负载的二极管反激期间过度的二极管电压过冲。然而，在低dc总线电压下，由于尽管二极管过电压低于阈值但是开关速度因栅极电阻而降低，因此使用被选择用于保护高总线电压的栅极电阻引入了过多的开关损耗。
智能栅极驱动策略对于实现整个开关轨迹以及全部操作范围内的最佳开关性能是至关重要的。在此，呈现了具有用于igbt导通的操作状况(例如，电压、负载电流、温度等)的反馈的所提出的阶跃斜坡电压栅极驱动策略(step-rampvoltagegatedrivingstrategy)。最初，栅极电压与截止的igbt对应。控制器随后接收用于使igbt导通的信号，在此之后，控制器向igbt栅极施加电压阶跃函数。电压阶跃函数处于高于阈值电压且低于最小栅极电压水平的水平，在该水平下，igbt操作在饱和模式下，在饱和模式下igbt的集电极电流等于最大负载电流。电压水平保持在该水平持续根据器件特性(诸如，栅极电容或栅极电阻)得到的持续时间。在所述持续时间结束时，电压斜坡上升(ramp)至igbt导通栅极电压。栅极电压在时间段内斜坡上升，其中，所述时间段是基于小于与电源电压对应的阈值的电流的导数的。
选择阶跃函数栅极电压来减少导通延迟时间，以及提高开关速度并降低开关损耗。栅极电压的斜坡增大降低了开关速度，以避免续流二极管上的过度的电压过冲。每个阶段的时序适应于igbt的操作状况(例如，开关电压(vce))，以实现在整个操作范围内的最佳开关性能。栅极驱动器基于操作状况产生最高的栅极电压斜坡上升速率，以便在将二极管电压过冲保持在安全限制内的同时实现最小开关损耗。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(phev)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114能在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(bev)。在bev配置中，发动机118可不存在。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(fhev)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流电(dc)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接到其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供dc电压而电机114可使用三相交流电(ac)来运转。电力电子模块126可将dc电压转换为三相ac电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相ac电流转换为与牵引电池124兼容的dc电压。
车辆112可包括在牵引电池124和电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(vvc)152。vvc152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的dc/dc升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可在较高的效率和较低的损耗下运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量之外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括dc/dc转换器模块128，dc/dc转换器模块128将牵引电池124的高电压dc输出转换成与低电压车辆负载兼容的低电压dc供应。dc/dc转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12v电池)以用于为辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有相关联的控制器，所述控制器适时地操作和控制电负载146。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接到电源插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(evse)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。eves138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向evse138提供dc电力或ac电力。evse138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从evse138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从evse138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与evse138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。evse连接器140可具有与充电端口134的相应凹槽匹配的插脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器，以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以使车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。当被另一控制器或子功能请求时，制动系统150的控制器可实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(can)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(ieee)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过can或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络没有在图1中示出，但是可隐含了车辆网络可连接在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(vcs)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的vvc152的示图。vvc152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端。vvc152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端。vvc152可被操作为使输出端处的电压高于输入端处的电压。车辆112可包括监测和控制vvc152中的多个位置处的电参数(例如电压和电流)的vvc控制器200。在一些配置中，vvc控制器200可被包括为vvc152的一部分。vvc控制器200可确定输出电压基准
vvc152的输出电压可被控制以达到期望的基准电压。在一些配置中，vvc152可以是升压转换器。在升压转换器的配置中，vvc控制器200控制占空比，输入电压vin和输出电压vout之间的理想关系以及占空比d可使用以下等式示出：
期望的占空比d可通过测量输入电压(例如牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压来被确定。vvc152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的不同表达式。在一些配置中，vvc152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。这里描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。
参照图2，vvc152可升高或“提高(stepup)”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(hv)dc电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和vvc152之间。当接触器142闭合时，hvdc电力可从牵引电池124被传输到vvc152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。vvc152可接收hvdc电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电势。
输出电容器204可电连接在vvc152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小vvc152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，vvc152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206、208可被配置为使电流选择性地流动至电负载(例如电力电子模块126和电机114)。每个开关器件206、208可被vvc控制器200的栅极驱动电路(未示出)独立控制，并可包括任何类型的可控开关(例如绝缘栅型双极晶体管(igbt)或场效应晶体管(fet))。栅极驱动电路可向每个开关器件206、208提供基于控制信号(例如pwm控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206、208中的每个上。开关器件206、208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流经开关器件206、208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件接通时产生的相关联的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量vvc152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如电池124的电压)，并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量vvc152的输出电压并向vvc控制器200提供相应的输入信号(vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与dc总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合vvc控制器200的水平的电路。vvc控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214可串联电连接在牵引电池124和开关器件206、208之间。输入电感器214可在将能量储存在vvc152中和释放vvc152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流能够作为vvc152的输出，并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向vvc控制器200提供相应的电流信号(il)。通过输入电感器214的输入电流可以是vvc152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206、208的导通时间以及输入电感器214的电感l共同作用的结果。vvc控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。在另一实施例中，旁路二极管218可连接在vvc的输入和vvc的输出之间，使得vvc的输出(例如逆变器输入电压)被钳位到vvc的输入电压(例如牵引电池电压)。
vvc控制器200可被配置为控制vvc152的输出电压。vvc控制器200可经由车辆网络从vvc152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。vvc控制器200可监测输入信号(vbat、vdc、il、
提供给vvc152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206、208。在开关频率的每个周期内，开关器件206、208可以以特定的占空比操作。占空比定义开关器件206、208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206、208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206、208在接通状态下操作持续半个周期，并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206、208的控制信号可以是互补的。即，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反的版本。
由开关器件206、208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206、208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。如图4所示，当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。电感器纹波电流幅值和占空比之间的大体关系如图5所示。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计vvc152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是出现在dc信号中的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206、208可在最大电感器电流(dc电流加纹波电流)处断开，这可引起开关器件206、208两端的大电压尖峰。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。总之，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206、208的开关频率可被选择为高于连接至vvc152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5khz)的频率(例如，10khz)。在一些应用中，vvc152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和波动电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在vvc152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但可能在其它操作状况下对预定的固定频率做出折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206、208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是vvc152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(nvh)问题。
vvc控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206、208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少nvh问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206、208可能经受增大的电压负荷。在vvc152的最大操作电流处，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值来选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续改变开关频率。
vvc控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是vvc152的最大操作电流。开关频率的改变可基于输入到开关器件206、208的电流的幅值。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率操作，开关损耗降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，因此输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。因此，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续变化。
vvc控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(pem)126。图3的pem126被示出为包括多个开关302a至302f(例如，igbt)，所述多个开关302a至302f被配置为共同操作为具有第一相臂(phaseleg)316、第二相臂318和第三相臂320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相臂。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，pem126可包括多个转换器，pem126中的每个逆变器包括三个或更多个相臂。例如，系统300可控制pem126中的两个或更多个逆变器。pem126还可包括具有高功率开关(例如，igbt)的dc至dc转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是dc至ac转换器。在操作中，dc至ac转换器通过dc总线304(包括dc总线304a和304b)从dc电力链路(powerlink)306接收dc电力，并将dc电力转换为ac电力。ac电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动ac电机，所述ac电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(pmsm))。在这个示例中，dc电力链路306可包括dc蓄电池，以向dc总线304提供dc电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自ac电机114(例如，发电机)的ac电力转换为dc电力的ac至dc转换器，其中，dc总线304可将dc电力提供至dc电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构的pem126。
继续参照图3，逆变器中的相臂316、318和320中的每个均包括电力开关302，电力开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，igbt)。图3中的二极管被标记为da1、da2、db1、db2、dc1和dc2，而图3的igbt分别被标记为sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2。电力开关sa1、sa2、da1和da2是三相转换器的相臂a的一部分，其在图3中被标记为第一相臂a316。类似地，电力开关sb1、sb2、db1和db2是三相转换器的相臂b318的一部分，电力开关sc1、sc2、dc1和dc2是三相转换器的相臂c320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(dxx)与igbt(sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联。这种反向并联构造中的二极管还被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器csa、csb和csc以分别感测在相臂316、318和320中电流。图3示出了与pem126分离的电流传感器csa、csb和csc。然而，根据pem126的构造，电流传感器csa、csb和csc可被集成为pem126的一部分。图3中的电流传感器csa、csb和csc被安装成分别与相臂a、b和c(即，图3中的相臂316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(ld)处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相臂316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，igbt)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示分别流过相臂a、b和c的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(ld)或控制器310。控制器或ld310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制pem126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相臂316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括流进和流出dc总线304或dc总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3中的dc总线电容器308被示出为与pem126分离。然而，dc总线电容器308可被集成为pem126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于pem126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相臂316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被布置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相臂316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换dc电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器或ld310向每个电力开关302提供栅极电压(vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压vga1、vga2、vgb1、vgb2、vgc1和vgc2(在图3中示出)控制各个的电力开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将电力开关302在开启状态和关闭状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或igbt开关的温度来改变每个igbt的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与igbt开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相臂316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相臂316、318和320中的每个中仅有一个开关可以处于开启状态而不会使dc电力链路306短路。因此，在每个相臂中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。因此，相臂的高状态指的是相臂中的上方开关处于开启状态并且下方开关处于关闭状态。类似地，相臂的低状态指的是相臂的上方开关处于关闭状态并且下方开关处于开启状态。作为结果，具有电流镜像能力的igbt可以是所有igbt、igbt的子集(例如，sa1、sb1、sc1)或单个igbt。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相臂处于高状态，而第三个相臂处于低状态，或者(2)一个相臂处于高状态，而另外两个相臂处于低状态。因此，三相转换器中的一个相臂(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相臂(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
图4是栅极电压402相对于时间404的分布曲线406的示例图形表示400。这里，分布曲线406在igbt截止的栅极电压水平(vg_off)408处开始。igbt截止时的栅极电压vg_off是低于igbt传导电流时的电压阈值(vge(th))的栅极电压。vge(th)是使大于泄漏电流的集电极电流开始流动的栅极电压。vge(th)是温度相关的，通常每摄氏度下降10mv至20mv。在时间410，电压阶跃函数被施加到igbt的栅极上，其中，阶跃电压水平(vg_step1)412是高于vge(th)且低于最小栅极电压水平的栅极电压水平，其中，igbt在最小栅极电压水平下操作于igbt的集电极电流等于最大负载电流的饱和模式。电压水平被保持在阶跃电压水平(vg_step1)412持续根据栅极电容和栅极电阻得到的持续时间。例如，栅极电压保持在vg_step1的最大时间或持续时间可遵循等式(2)。
其中，cies是igbt的输入电容，也就是栅极和发射极之间的电容以及栅极和集电极之间的电容，rg是栅极电阻，t1_max是保持vg_step1的持续时间。保持vg_step1的持续时间(t1_max或t1)是斜坡开始时间414减去电压阶跃函数时间410的差。
在斜坡结束时间416，施加到igbt的栅极上的电压水平增加至栅极导通电压(vg_on)418。vg_on418是igbt操作在导通模式时的栅极电压，是足够高以激活处于饱和区的igbt的栅极电压，并且是不超过栅极击穿电压的栅极电压。通常，vg_on418大约是15v。栅极电压在时间段内升高至vg_on，时间段(t2)是斜坡结束时间416减去斜坡开始时间414的差。t2是基于小于与电源电压对应的阈值的电流的导数的。通常，igbt开关损耗是时间段t2的函数，其中，开关损耗随着时间段t2增加而增大。此外，电流上升斜率或变化率是t2的函数，随着t2增加，电流的变化率降低。此外，所述阈值是电源电压的函数，其中，变化率取决于电源电压(还被称作dc总线电压或dc链路电压)。变化率可包括在数学上被描述为导数的瞬时变化率。420指示逐渐减小的增大率，422指示逐渐增大的增大率，424指示波动的增大率。这里，瞬时变化率受到控制器对信号进行采样以确定导数(例如，实际上在短时间间隔小样本(诸如，10ns的样本和转换时间)上获得的导数)的能力的限制。例如，400v/300a的电源电压可将变化率限制到5a/ns，因而将持续时间t2限制到0.30us。然而，对于较低的电源电压(诸如，300v/300a)，变化率可被限制到6.6a/ns，并将持续时间t2限制为0.10us。基于此，持续时间t2可针对不同的dc总线电压vdc被确定，或者作为变化的dc总线电压、流过igbt的电流和igbt温度的函数而被确定。在一个实施例中，查找表被存储在控制器可访问的非易失性存储器中。控制器随后可基于感测到的电压信号、电流信号、温度信号来选择t2的参考值。控制器随后可向栅极驱动器发送指示t2的长度的命令。
图5是示出用于igbt的栅极驱动控制的流程图500。在操作502，控制器接收指示用于使igbt器件导通的命令的开启信号。流程图500可通过多种方法实现，所述多种方法包括查找表、开环控制系统、闭环控制系统、模拟控制系统、数字控制系统、自适应控制系统、模糊逻辑控制系统和神经网络系统。
在操作502，控制器接收用于使igbt器件导通的信号，在接收到所述信号之后，控制器进行到操作504。在使igbt导通之前，截止的igbt的栅极电压(例如，vg_off)是处于低于vge(th)的水平的栅极电压。
在操作504，控制器确定初始栅极电压水平，并使栅极电压水平阶跃到预定水平(例如，vg_step1)。通常，导通开关损耗与栅极电流水平和栅极电压水平成反比。处于栅极电压导通阈值vge(th)的施加到栅极的电压将在igbt的集电极和发射极之间产生导电沟道，然而，igbt可被操作在线性区域内，并因此具有更高的开关损耗。此外，由于与栅极驱动器相关联的成本通常与栅极驱动器性能成正比，因此初始栅极电压还可能受到栅极驱动器性能的限制。例如，具有较高的驱动性能的栅极驱动器通常比具有较低驱动性能的栅极驱动器更贵。这里，以阶跃电压水平(例如，vg_step1)将电压阶跃函数施加到igbt的栅极。阶跃电压水平是高于vge(th)且低于最小栅极电压水平的栅极电压水平，在最小栅极电压水平下，igbt在饱和模式下进行操作以将最大负载电流传导到负载。阶跃电压水平可以是预定的，并存储在查找表中，使得所述水平可基于操作特性(诸如，igbt温度)被容易地确定或者使用以上描述的方法在运行中(onthefly)被计算。在施加电压阶跃之后，控制器进行到操作506。
在操作506，控制器将电压水平保持在阶跃电压水平(例如，vg_step1)持续根据igbt特性得到的持续时间，所述igbt特性包括与栅极关联的电容(例如，栅极和发射极之间的电容cge、栅极和集电极之间的电容cgc、集电极和发射极之间的电容cce或它们的组合)、栅极电阻、与igbt的操作关联的栅极电荷(例如，总的栅极电荷qg)、igbt温度或开关特性(例如，接通延迟时间、断开延迟时间和开关损耗)。所述持续时间可以是预定的，并存储在查找表中，使得所述水平可基于igbt操作特性被容易地确定或者使用以上描述的方法在运行中被计算。一旦所述持续时间到期(即，初始栅极电压已经保持了所需的持续时间)，则控制器进行到操作508。
在操作508，控制器以增大率升高电压。所述增大率可以是基于包括器件特性、操作状况和负载特性的多个因素的。器件特性包括栅极电阻、栅极电容、阈值电压、最大集电极电流、二极管正向电流和其它igbt特性。操作状况包括温度、开关速度、pwm占空比、电源电压和车辆速度。负载特性包括电感、电阻、最大电流、转速、势能、动能和其它电特性或机电特性。通过第一阶跃电压(例如，vg_step1)和igbt导通电压(例如，vg_on)之间的差以及发生电压变化所持续的持续时间来确定所述增大率。所述持续时间是基于比与电源电压对应的阈值小的在igbt的集电极和igbt的发射极之间流动的电流的导数的。
通常，持续时间(t2)与斜坡上升速率(ramprate)相关联，所述斜坡上升速率被选择以避免在所有操作范围内的续流二极管上的过度的电压过冲。最差情况的操作状况(例如，最大dc总线电压)被选择以确定持续时间，在实践中，一旦基线被确定，则持续时间可逐步增加，直到续流二极管上的电压尖峰超过限制。该数据可被用于基于电源电压和温度形成查找表。因此，持续时间可基于逆变器的dc总线电压或dc-dc转换器的电池电压而被确定。
在操作510，控制器将igbt的栅极的电压与igbt导通栅极电压进行比较。如果施加到栅极的电压小于导通栅极电压水平，则控制器返回操作508。如果施加到栅极的电压等于igbt导通栅极电压水平(例如，vg_on)，则控制器进行到操作512。在操作512，控制器将栅极电压保持在vg_on，直到接收到另一个信号。vg_on是igbt在饱和模式下在集电极和发射极之间传导电流的栅极电压，并且该栅极电压不超过栅极击穿电压。通常，vg_on大约是15v。
图6a至图6d是与栅极驱动电路相关联的igbt操作特性相对于时间的图形表示。栅极驱动策略基于操作反馈适应于不同的操作状况。不同的dc总线电压下的开关行为在图6a至图6d中被示出。考虑到二极管具有更大的安全裕度，在较低的dc总线电压下开关igbt允许较高的集电极电流和较高的集电极电流相对于时间的变化率(di/dt)。因此，栅极电压(vg)以较大的斜率增大，这在电流增大时间段期间产生更大的栅极电流(ig)，以加速开关并降低损耗。以这种方式，阶跃斜坡电压源栅极驱动策略优化了所有操作范围内的开关行为。通常，更高的igbt的di/dt将导致更高的二极管电压尖峰，这可能使二极管承受过电压负荷并导致器件故障。在一个实施例中，igbt的di/dt逐步增大，直到二极管电压的尖峰达到安全限制。这提供了针对选择的操作状况的di/dt水平。
图6a是施加至栅极的电压602相对于时间604的图形表示600。图形表示600示出了在低dc总线电压(例如，200v)下施加至与igbt的栅极串联的电阻器的第一栅极驱动电压分布曲线606。第二栅极驱动电压分布曲线608是在高dc总线电压(例如，400v)下施加至与igbt的栅极串联的电阻器的电压。在低dc总线电压(例如，200v)下在igbt的栅极和发射极两端施加第一栅极-发射极电压分布曲线610。并且在高dc总线电压(例如，400v)下在igbt的栅极和发射极两端施加第二栅极-发射极电压分布曲线612。在时间614，施加栅极电压阶跃函数以将栅极电压增大到第一阶跃电压水平605。栅极电压(606、608)保持在该水平直到时间618，在时间618之后，栅极电压(606、608)以基于持续时间的速率增大。所述持续时间根据igbt特性被得到。在所述持续时间在时间618结束之后，栅极电压增大至导通电压。栅极电压(606、608)在基于小于与电源电压对应的阈值的电流的导数的时间段内斜坡上升或增大。例如，在低dc总线电压下，所述第一阶跃电压与所述导通电压的差对应于618和620之间的时间，在高总线电压下，所述差对应于618和622之间的时间。
图6b是到栅极的电流(ig)632相对于时间604的图形表示630。图形表示630示出了在低dc总线电压下施加到igbt的栅极的第一栅极电流分布曲线634以及在高dc总线电压下施加到igbt的栅极的第二栅极电流分布曲线636。638指示电流峰值。
图6c是集电极至发射极电压(vce)642相对于时间604的图形表示640。图形表示640示出了在低dc总线电压下施加到igbt的栅极的第一集电极至发射极电压分布曲线646以及在高dc总线电压下施加到igbt的栅极的第二集电极至发射极电压分布曲线644。
图6d是到集电极的电流(ic)652相对于时间604的图形表示650。图形表示650示出了在低dc总线电压下流至igbt的集电极的第一集电极电流分布曲线654以及在高dc总线电压下流至igbt的集电极的第二集电极电流分布曲线656。658指示低dc总线电压集电极电流峰值。660指示高dc总线电压集电极电流峰值。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用的电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据或指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(rom)装置)中以及信息可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(cd)、随机存取存储器(ram)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。
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