功率因数校正电路、控制方法和控制器与流程

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种功率因数校正电路、控制方法和控制器。

背景技术：

功率因数(Power Factor，PF)是电压与电流之间的相位差的余弦，也可表示为有效功率和视在功率的比值。功率因数是用来衡量用电设备用电效率的参数，低功率因数代表低电力效能。通过进行功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)操作，可以消除或减小电压和电流之间的相位差，从而提高系统的功率因数，提高有功功率的传输效率，改善电网环境。

有源功率因数校正电路通常依靠快速的输入电流闭环调节，使得输入电流能够实时跟踪正弦的交流输入电压，从而达成功率因数校正的目的。在交流输入侧通常会设置电磁干扰(EMI)滤波器以增强电路的抗干扰能力。这会导致功率因数的降低，在半载或轻载的条件下影响尤为明显。

现有的技术方案通常需要在设计阶段针对所可能采用的AC侧电磁干扰滤波器进行对应的容性电流补偿控制策略，从而实现在PFC电路在不同负载条件下都能获得较好的表现。容性电流补偿需要做针对性的预先设定和计算，不具有通用性。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提出一种功率因数校正电路、控制方法和应用所述控制方法的控制器，以通过较为普适的方法减低电磁干扰滤波器对于功率因数校正电路的负面影响。

第一方面，提供一种功率因数校正电路，包括：

功率计，用于测量输入端口的功率因数；

开关型调节器，受控于开关控制信号调节输入交流电的功率因数；

电磁干扰滤波器，设置于所述开关型调节器和输入端口之间；以及，

控制器，被配置为生成开关控制信号控制所述开关型调节器，其中，所述控制器根据测量的功率因数调整电流基准信号以最大化功率因数，所述电流基准信号用于表征预期的电感电流。

优选地，所述控制器被配置为控制所述开关型调节器的电感电流趋向于所述预期的电感电流。

优选地，所述控制器被配置为将电流基准信号延迟一偏移时间，并根据延迟后的电流基准信号控制所述开关型调节器的电感电流，所述偏移时间根据测量的功率因数获得。

优选地，所述偏移时间根据如下公式计算获得：

其中，Td为所述偏移时间，PF为测量的功率因数，T为输入交流电的周期。

优选地，所述控制器被配置为在输入交流电流过零开始持续所述偏移时间的时间段内将所述电流基准信号设置为零。

第二方面，提供一种控制方法，用于控制进行功率因数校正的开关型调节器，所述方法包括：

根据测量的功率因数调整电流基准信号以最大化功率因数，所述电流基准信号用于表征预期的电感电流。

优选地，所述方法还包括：

控制所述开关型调节器的电感电流趋向于所述预期的电感电流。

优选地，根据测量的功率因数调整电流基准信号包括：

将电流基准信号延迟一偏移时间，所述偏移时间根据测量的功率因数获得。

优选地，所述偏移时间根据如下公式计算获得：

其中，Td为所述偏移时间，PF为测量的功率因数，T为输入交流电的周期。

优选地，所述调整电流基准信号还包括：

在输入交流电流过零开始持续偏移时间的时间段内将所述电流基准信号设置为零。

第三方面，提供一种控制器，包括：

处理器；

用于存储处理器可执行指令的存储器；

其中，所述处理器被配置为适于如上所述的方法。

本发明实施例的技术方案通过根据测量的功率因数调整电流基准信号，可以对电磁干扰滤波器造成的输入交流电相位变化进行补偿，最大化功率因数，从而不需要针对特定的电磁干扰滤波器参数进行预先计算和设计，就可以有效提升功率因数，进而提升系统效率。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的功率因数校正电路的功率级的示意图；

图2是本发明实施例的功率因数校正电路的功率级的等效电路图；

图3是采用现有技术的控制方式时功率因数校正电路的功率级的工作波形图；

图4是本发明实施例的功率因数校正电路的示意图；

图5是现有技术的控制器的数据流向图；

图6是本发明实施例的控制器的数据流向图；

图7是本发明实施例的控制方法的流程图；

图8是本发明实施例的功率因数校正电路的工作波形图；

图9是本发明实施例的一个优选实施方式的工作波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的功率因数校正电路的功率级的示意图。如图1所示，功率级包括整流电路1、开关型调节器2和电磁干扰(EMI)滤波器3。整流电路1用于将输入源AC输入的交流电Iac转换为直流电。整流电路1可以采用各种现有的整流电路来实现，例如半桥整流电路或全桥整流电路。开关型调节器2受控于开关控制信号Q进行功率因数校正。在图1中，以采用升压型拓扑(BOOST)的开关型调节器2为例进行说明。但是，本领域技术人员容易理解，开关型调节器2也可以替换为其它的拓扑，包括但不限于降压型拓扑(BUCK)、升降压型拓扑(BUCK-BOOST)以及反激型拓扑(FLYBACK)等。在本实施例中，开关型调节器2包括用于储能的电感L1、开关M、二极管D1和电容Cout。其中，电感L1连接在输入端和中间端m之间。开关M连接在中间端m和接地端之间。二极管D1连接在中间端m和输出端之间，用于对来自电感的电流进行整流。电容Cout连接在输出端和接地端之间，用于对输出电压进行滤波。开关M受控于开关控制信号Q在导通和关断之间切换，从而控制电感电流的变化，以主动方式校正功率因数。

其中，电磁干扰滤波器3设置在整流电路1和交流输入端口AC之间，用于防止开关型调节器1中的开关高频切换对交流电网产生干扰。电磁干扰滤波器3可以包括一对共模电感和一对差模电感以及连接在电感的端点之间的电容C1-C3。由于电磁干扰滤波器3中的电感对于输入电流相位没有影响，因此，可以将电磁干扰滤波器3等效为一个电容Cemi。其中，电容Cemi的电容值等于电容C1-C3的电容值之和。由此，图1所示的功率级可以简化为图2所示的等效电路。对于图2所示的等效电路，输入交流电流Iac一部分流向整流电路1，另一部分被电容Cemi分流。同时，由于整流电路1并不改变交流电的幅值，因此，电感电流IL满足IL＝|Iac-Ic|。应理解，电磁干扰滤波器3并不限于图1所示的结构，本发明实施例的方案可以适用于对任何其它结构的电磁干扰滤波器导致的功率因数下降进行补偿。

对于图2所示的等效电路，由于在输入端并联了电容Cemi，使得输入电流Iac的相位超前于输入电压Vac。图3是采用现有技术的控制方式时功率因数校正电路的功率级的工作波形图。在图3中，电流基准信号Iref与功率因数校正电路的输入交流电压Vac的绝对值|Vac|(也即，Vin)的相位和形状相同。同时，由电容Cemi分流的电流Ic的相位超前交流电压Vac90度。由于：

因此，输入交流电流Iac的相位超前于输入电流电压Vac，如果不针对这种相位超前进行补偿，则输入端口的电流Iac会超前电压Vac一个与电容Cemi相关的相位差φ。由于电流Ic的值只与电容Cemi的容值以及输入交流电压Vac成正比，因此，对于一个设置有固定参数的电磁干扰滤波器且输入交流电压不变的功率因数校正电路，功率越小时，电感电流IL越小，输入交流电流Iac的相位越接近于电流Ic的相位。这使得这类功率因数校正电路中，负载越轻，功率因数的表现越差。

同时，对于不同的应用场景和产品，根据电路设计的需要所设置的电磁干扰滤波器3的电路参数往往并不是固定不变的，这使得相位φ也会随着电路参数的变化而变化。现有技术必须在电磁干扰滤波器3的参数确定后才能对由其导致的功率因数下降进行补偿。

图4是本发明实施例的功率因数校正电路的示意图。如图4所示，本实施例的功率因数校正电路包括整流电路1、开关型调节器2、电磁干扰滤波器3、功率计4和控制器5。其中，整流电路1用于将交流电转换为直流电。开关型调节器2受控于开关控制Q进行功率因数校正。电磁干扰滤波器3设置在整流电路1的交流侧和输入端口之间，用于隔离开关型调节器2和交流输入端口AC。功率计4连接在交流输入端口，用于测量输入端口的功率因数PF。控制器5接收来自开关型调节器的电感电流采样信号SIL、输入电压采样信号SVin和输出电压采样信号SVout以及测量的功率因数PF来生成开关信号Q以消除由于设置电磁干扰滤波器3导致的交流电流和交流电压相位不同步，并进而最大化功率因数。其中，电感电流采样信号SIL用于表征开关型调节器2的电感电流IL。输入电压采样信号SVin用于表征开关型调节器2的输入电压Vin。输出电压采样信号SVout用于表征开关型调节器2的输出电压Vout。控制器5被配置为控制开关型调节器2的电感电流趋向于由电流基准信号Iref表征的预期电感电流，从而影响输入端口的交流电，进行功率因数校正操作。在本实施例中，控制器5被配置为根据测量的功率因数PF调整表征预期的电感电流的电流基准信号Iref以最大化功率因数。在本实施例中，对于电流基准信号Iref的调整手段首先是调整相位。

图5是现有技术的控制器的数据流向图。如图5所示，控制器通过闭环控制来控制电感电流IL。其中，通过电压环路来控制输出电压Vout，进而通过电流环路来控制电感电流IL。在现有技术中，通过减法器51获取输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。通过乘法器53将补偿信号Vcmp与输入电压采样信号Vin相乘。将乘法器53输出的乘积信号作为电流基准信号Iref输入到减法器54，减法器54获取电流基准信号Iref和电感电流采样信号SIL的差值，并经由电流补偿模块55输出表征所需占空比的信号D。PWM生成模块56根据表征所需占空比的信号D生成开关控制信号Q。对于另外引入的电磁干扰滤波器，现有技术无法在不知道电磁干扰滤波器电路参数的前提下对其导致的功率因数下降进行补偿。

如果依据现有的方法生成的电流基准信号来对开关型变换器2进行控制，由于其他因素导致的功率因数下降已经被补偿，输入端口的功率因数主要由电磁干扰滤波器引入的相位偏移φ导致。该相位偏移可以根据测量的功率因数PF计算。因此，控制器5可以根据功率因数PF计算获得相位差，并据此对电流基准信号Iref的相位进行控制，以补偿电磁干扰滤波器引入的相位差。具体地，在基波电流的有效值与总电流有效值相等的假设前提下，PF＝cosφ，PF为电路的功率因数，φ为输入电压和输入电流之间的相位差。在可以通过功率计4测量功率因数PF时，可以通过如下公式计算相位差φ，即：

φ＝arccos(PF)

进一步地，可以计算获得相位差对应的绝对偏移时间：

其中，Td为所述偏移时间，PF为测量的功率因数，T为输入交流电的周期。

由此，控制器5可以对基于任何现有方式生成的电流基准信号延迟上述偏移时间Td，从而普适性地最大化电路的功率因数。

图6是本实施例的控制器的数据流向图。如图6所示，控制器除了设置有减法器51、电压补偿模块52、乘法器53、减法器54、电流补偿模块55以及PWM生成模块56外，还设置有功率因数补偿模块61。其中，减法器51根据输出电压采样信号SVout和电压基准信号Vref获取两者差值，进而通过电压补偿模块52输出补偿信号Vcmp。乘法器53将输入电压采样信号SVin与补偿信号Vcmp相乘，将乘积输出到功率因数补偿模块61。功率因数补偿模块61根据测量的功率因数PF基于如上所述公式计算获得偏移时间Td，并将乘积信号延迟偏移时间Td后作为电流基准信号Iref输出到减法器54。减法器54计算电流基准信号Iref和电感电流采样信号SIL的差值，并进而通过电流补偿模块55输出表征开关控制信号占空比的信号D。PWM生成模块56基于信号D生成对应的开关控制信号Q对开关型调节器进行控制。

图7是本发明实施例的控制方法的流程图。该流程可以由功率因数补偿模块61执行。如图7所示，所述方法包括：

步骤S510、读取功率因数PF。

具体地，通过与功率计连接的数字或模拟端口获取功率因数PF。

步骤S520、根据功率因数PF计算偏移时间Td。

步骤S530、根据偏移时间延迟电流基准信号，基于延迟后的电流基准信号控制电感电流。

由于可以直接测量反馈的功率因数来进行控制，因此，本实施例的控制器不需要考虑电路中个零部件的参数，而可以普适性地对各种不同器件或子电路导致的功率因数下降来进行补偿。

应理解，上述方法、过程、单元和模块可以是实体电路或器件来实现，也可以具体化为代码和/或数据，该代码和/或数据可存储在可读存储介质中。处理器读取并执行上述代码和/或数据时，处理器执行具体化为数据结构和代码并存储于可读存储介质内的方法和过程。

本公开中所述的控制器可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、固件、软件或它们结合的方式来实现。对于硬件实现，在接收站处用于速率控制的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或其组合中。

对于固件或软件实现，速率控制技术可用执行本申请所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器中，并由处理器执行。存储器可以实现在处理器内，也可以实现在处理器外，在后一种情况下，它经由各种手段可通信地连接到处理器，这些都是本领域中所公知的。

以下结合工作波形图来说明本发明实施例。

图8是本发明实施例的功率因数校正电路的工作波形图。如图8所示，在输入端口设置有含有电容的电磁干扰滤波器时，输入交流电流Iac总是超前于输入交流电压Vac。控制器5需要控制开关型变换器2将电感电流IL延迟偏移时间Td。图中，Iac_origin为不进行补偿时的输入交流电流，Iac_new为进行补偿后的输入交流电流。IL(t-Td)为被延迟的电感电流。可见，在未进行补偿时，Iac_origin超前输入交流电压Vac一个偏移时间Td。通过将电流基准信号Iref在Vac的基础上延迟偏移时间Td，通过电流环路控制可以使得电感电流被延迟，最后得到输入电流Iac_new满足：

得到的输入电流Iac_new相位仍然超前于输入交流电流Vac，但是相位差大大减小，功率因数提高。由于功率校正电路在负载越轻时相位差越大，因此，本实施例的电路和控制方法在负载越轻时效果越好。

图9是本发明实施例的一个优选实施方式的实际工作波形图。如图9所示，由于电感电流IL被延迟后滞后于输入交流电压Vac，如果认为补偿后的输入交流电流Iac与输入交流电流相位近似相同，则每个交流周期中存在两个时间长度为Td的时间段，即两个从输入交流电流Iac过零到电感电流过零的时间段(图中t1-t2时间段以及t3-t4时间段)。在这两个时间段期间，输入整流电路1的电流等于|Iac|–|Ic|<0，由于整流电路1的整流功能，电感电流不能为负，因此，在此期间电感电流IL保持为零。

由于这一现象的存在，在对应的优选实施方式中，控制器5被配置为在输入交流电流过零开始持续偏移时间Td的时间段内将所述电流基准信号设置为零。也即，控制器5在调节电流基准信号时，需要输入交流电流过零至电感电流过零的时间段内控制使得电流基准信号Iref为零，以防止电流环输出饱和。输入交流电流过零的检测可以通过对输入交流电流的检测或输入交流电压(假设其与输入交流电流相位相同)的检测获得。在这样的控制方式下的工作波形如图9所示，响应于电流基准信号Iref的控制和整流电路的影响，电感电流IL在每个周期中的两个时长为Td的时间段内为零，进而使得输入交流电Iac在对应的时间段内保持为相对恒定的值(等于电流Ic)，在波形上形成一个正弦上突出的台阶。这虽然会对于功率因数有一定的影响，但是，相对于不进行电流基准信号的延迟来说，功率因数大大提高。

本发明实施例的技术方案通过根据测量的功率因数调整电流基准信号，可以对电磁干扰滤波器造成的输入交流电相位变化进行补偿，最大化功率因数，从而不需要针对特定的电磁干扰滤波器参数进行预先计算和设计，就可以有效提升功率因数，进而提升系统效率。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。