一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统及方法与流程

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一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统及方法与流程

本发明涉及能量采集电路中阻抗匹配的系统及方法,具体的涉及一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统及方法。



背景技术:

由于无线传感网(WSN)、人体体域网(BAN)和物联网(IoT)的大力发展,无线传感节点得到了广泛利用。为了实现不间断测量,传感节点需要拥有更长的待机时间,但其使用寿命被电池技术的瓶颈所限制。为了解决传感节点供电问题,无线能量收集技术得到了广泛发展,其收集无线电能量为传感节点提供电源,以达到延长电路工作时间或无源工作的目的。

能量收集电路一般由四部分组成,如图1所示,能量收集电路包括天线、阻抗匹配电路、倍压整流电路和储能电容组成。天线在本系统中作为射频能量源,负责感应电磁波,其在设计完成后阻抗不再变化。倍压整流电路的作用是将天线感应到的微弱电磁波整流并升压,其阻抗与信号频率以及输入功率相关。由于倍压整流电路的输入端通常并联或串联电容,因此其阻抗与频率相关;当倍压整流电路的输出功率改变时,倍压整流电路输出的电压发生变化,倍压整流电路内部MOSFET的工作状态也因此发生变化,从而造成阻抗变化。

在射频能量传输领域,根据能量传输公式得:当源阻抗与负载阻抗实部相等,虚部相反时能量传输效率最大。然而在实际使用中倍压整流电路的阻抗与天线的阻抗并不匹配,造成了能量反射,降低了转换效率,因此需要阻抗匹配电路来匹配天线与倍压整流电路,提高能量收集效率。

传统阻抗匹配电路结构众多,常见的如图2-1中所示的π型结构和图2-2中所示的L型结构,这些结构均针对特定频率信号进行阻抗匹配,只能实现单点匹配,一般匹配在能量最低点。而能量收集电路并不针对某一特定频率信号,其需要在较宽的频带内都有较高的能量收集效率,因此传统阻抗匹配电路并不满足能量收集电路的使用需求。

另外,当前存在一些自动阻抗匹配系统,但是由于存在以下问题这些方法也无法应用于能量获取电路。

光伏发电领域利用动态阻抗等效匹配实现最大功率点跟踪控制(MPPT)(具体参见:基于动态等效阻抗匹配的光伏发电最大功率点跟踪控制,郑颖楠,王俊平,张霞,中国电机工程学报,第31卷第2期,2011年1月15日)。该系统如图3所示:通过电流检测电路、电压检测电路和信号处理电路实现光伏电池板的动态等效阻抗测量,并控制功率变换器实现最大功率跟踪。如果将其应用于无线能量收集电路存在的问题是:

1.无线能量收集电路源端阻抗即天线阻抗并不变化,无法通过测量天线内阻的方式确定当前系统状态;

2.MPPT系统通过调控功率变换器达到阻抗匹配目的,而能量收集电路中倍压整流电路一般不可动态调节。

因此该MPPT系统并不适用于能量获取电路。

无线输电领域利用无线电传输电力能量,其为实现能量最大化传输也需要阻抗匹配电路(具体参见:一种用于大功率无线输电装置的自动阻抗匹配控制装置,申请号201410326172.8,申请日2014.07.10)。该系统如图4所示:包括处理器单元、功率监测单元、开关阵列单元、匹配网络单元。该系统的功率监测单元包含一个耦合器与两个检波器,经过耦合器的正向功率和反射功率分别被两个检波器检测,并输出与功率成正比的电压信号。通过ADC采样两个检波器电压并利用计算单元计算出当前传输效率,之后通过算法改变匹配网络参数以改变阻抗。但是由于以下原因该系统并不适合能量收集电路:

1.该系统需要一个耦合器用于检测正向功率信号与被反射回的功率信号,然而该元件无法使用CMOS工艺集成,增加了系统的复杂程度;

2.此系统过于复杂,该系统首先需要ADC采样电压信号,之后利用处理器单元计算当前传输效率,再控制匹配网络改变,直到效率满足程序要求,此种做法具有较大功耗,无法应用于微弱能量收集系统中;

3.该系统使用继电器作为控制单元,适合于大功率传输,但是在能量收集电路中,收集到的能量并不足以控制继电器等元件。

一种传输线自动阻抗匹配系统(申请号201110353777.2,申请日2011.11.09)中提到的适用于传输线的自动阻抗匹配系统也不适用于本系统。因为该系统利用幅值相位检测器、互感器及A/D转换器来检测射频信号的电压值和电流值,再将采样结果送入控制模块进行计算,之后再控制电机改变匹配网络。该方法同样面临系统复杂、无法集成、功耗较大的问题,无法适用于微弱能量收集电路。



技术实现要素:

本发明所要解决的技术问题是提供一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统及方法,可以在较大频率范围及电路工作状态改变时动态调整微弱能量收集电路的阻抗,使得负载阻抗与天线内部阻抗经匹配电路后互相匹配,实现最大功率收集。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下:一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统,所述射频能量采集电路包括用于接收射频信号的天线,以及将天线接收到的射频信号进行整流并升压的倍压整流电路,本发明的系统包括采样比较模块、逻辑算法控制模块和可调阻抗匹配网络,所述可调阻抗匹配网络中包含有π型可调电容阵列;

所述采样比较模块,其用于在所述逻辑控制模块的微分算子法控制下对倍压整流电路输出的电压进行连续两次采样,并对连续两次采样的电压进行比较;

所述逻辑算法控制模块,其用于根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向,并根据电容调整方向利用电容值二分法按照电容权重逐次调整并入所述可调阻抗匹配网络中可调电容的数量;

所述可调阻抗匹配网络,其用于根据并入π型可调电容阵列的电容数量来匹配所述天线与倍压整流电路之间的阻抗。

本发明的有益效果是:本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统具有以下有益效果,

1.通过判断倍压整流电路输出电压得到当前阻抗匹配效果,避免了复杂的ADC采样或者信号处理单元,电路简单,功耗极低,仅在开关过程消耗能量,特别适用于微弱能量采集环境;

2.本发明采样比较模块不需要运算放大器等高增益元件,本发明所用的比较器为钟控锁存器类型电压误差比较器,其仅在切换周期有少量能量消耗,降低了系统功耗,同时也降低了系统设计的复杂程度;

3.逻辑算法控制模块利用微分算子法及二分法等优值寻找方法,根据采样比较模块的反馈然后通过电容权重逐位调整可调阻抗匹配网络,提高匹配效果,实现自动调控;

4.本发明可以使用标准CMOS工艺,实现全集成化,降低生产成本。

在上述技术方案的基础上,本发明还可以做如下改进。

进一步,本发明的系统还包括低启动电压振荡器,所述倍压整流电路的输出端上连接有储能电容,所述逻辑算法控制模块上设有时钟信号输入端,所述低启动电压振荡器的输入端连接在所述倍压整流电路与所述储能电容之间的公共端上,所述低启动电压振荡器的输出端连接在所述逻辑算法控制模块的时钟信号输入端上,用于给所述逻辑算法控制模块提供时钟信号。

采用上述进一步方案的有益效果是:低启动电压振荡器给所述逻辑算法控制模块提供时钟信号,保证逻辑算法控制模块正常工作。

进一步,所述可调阻抗匹配网络还包含有固定式电感L、固定式电容Cfix1和固定式电容Cfix2,所述固定式电感L的一端与所述固定式电容Cfix1的一端电连接,所述固定式电感L的另一端与所述固定式电容Cfix2的一端电连接,所述固定式电容Cfix1的另一端和所述固定式电容Cfix2的另一端均分别接地,所述固定式电感L的两端还分别电连接在所述天线和所述倍压整流电路的输入端上;

所述π型可调电容阵列设有两组,分别为第一组π型可调电容阵列和第二组π型可调电容阵列,所述第一组π型可调电容阵列与所述固定式电容Cfix1并联,所述第二组π型可调电容阵列与所述固定式电容Cfix2并联;

所述第一组π型可调电容阵列和第二组π型可调电容阵列均分别包括n个并联的可调电容,n个并联的可调电容的大小分别为2n-1C至C,每个所述可调电容上分别串联有一个可控开关,所述第一组π型可调电容阵列中的n个所述可控开关分别为开关bn-1至开关b0,所述第二组π型可调电容阵列中的n个所述可控开关分别为开关bbn-1至开关bb0

所述第一组π型可调电容阵列中还并联有一个容值大小为C的单位电容C01,所述单位电容C01串联有控制开关bc

所述第二组π型可调电容阵列中还并联有一个容值大小为C的单位电容C02,所述单位电容C02串联有控制开关bbc

所述逻辑算法控制模块上设有2n+2位开关控制输出端,所述逻辑算法控制模块上的2n+2位开关控制输出端对应的与所述可调阻抗匹配网络中的开关bn-1至开关b0、开关bbn-1至开关bb0、控制开关bc和控制开关bbc相连接。

采用上述进一步方案的有益效果是:可调阻抗匹配网络中的可调电容采用二进制加权,可用少量位数的电容实现大范围的阻抗调控。

进一步,所述采样比较模块包括采样保持单元和比较器,所述采样保持单元包括正输入端采样保持电路和负输入端采样保持电路,所述逻辑算法控制模块上设有采样比较信号输入端,所述负输入端采样保持电路的输入端和正输入端采样保持电路的输入端连接在所述倍压整流模块的输出端上,所述负输入端采样保持电路的输出端连接在所述比较器的负输入端上,所述正输入端采样保持电路的输出端连接在所述比较器的正输入端上,所述比较器的输出端与所述逻辑算法控制模块的采样比较信号输入端相连。

采用上述进一步方案的有益效果是:因为本发明用于微弱能量获取电路,系统整体功耗必须处于较低水平,因此在系统中不能采用有直流功耗的电路,其中锁存型比较器(latch-type)由于内部含有强烈正反馈,比较速度快,且仅在开关过程中有少量直流功耗,特别适用于本发明的系统。

进一步,所述负输入端采样保持电路和正输入端采样保持电路对称,

所述负输入端采样保持电路包括开关S1、电容C1、开关S3、电容C3和开关Sdivide1,所述开关S1的一端与所述倍压整流电路的输出端相连,所述开关S1的另一端与所述电容C1的一端相连,所述电容C1的另一端接地,所述开关S3的一端接地,所述开关S3的另一端与所述比较器的负输入端相连,所述电容C3的一端接地,所述电容C3的另一端与所述比较器的负输入端相连,所述开关Sdivide1的一端与所述开关S1与电容C1之间的公共端相连,所述开关Sdivide1的另一端与所述比较器的负输入端相连;

所述正输入端采样保持电路包括开关S2、电容C2、开关S4、电容C4和开关Sdivide2,所述开关S2的一端与所述倍压整流电路的输出端相连,所述开关S2的另一端与所述电容C2的一端相连,所述电容C2的另一端接地,所述开关S4的一端接地,所述开关S4的另一端与所述比较器的正输入端相连,所述电容C4的一端接地,所述电容C4的另一端与所述比较器的正输入端相连,所述开关Sdivide2的一端与所述开关S2与电容C2之间的公共端相连,所述开关Sdivide2的另一端与所述比较器的正输入端相连。

采用上述进一步方案的有益效果是:所述负输入端采样保持电路和正输入端采样保持电路能够采集倍压整流电路输出的电压值,同时能够将分压后的电压值输送给比较器,防止因采样得到的电压过高而超过比较器输入范围。

进一步,本发明的系统还包括延时模块,所述延时模块包括第一信号延时缓冲器和第二信号延时缓冲器,所述逻辑算法控制模块上设有En_d i v信号输出端、开关S1控制信号输出端和开关S2控制信号输出端,所述第一信号延时缓冲器的输入端与所述逻辑算法控制模块的En_div信号输出端相连,所述第一信号延时缓冲器的输出端与所述采样保持单元的开关Sdivide1和开关Sdivide2相关联用于控制所述开关Sdivide1和开关Sdivide2的通断,所述第一信号延时缓冲器的输出端还与所述第二信号延时缓冲器的输入端相连,所第二信号延时缓冲器的输出端与所述比较器的使能端相连,所述逻辑算法控制模块的开关S1控制信号输出端与所述采样保持单元中的开关S1相关联用于控制开关S1的通断,所述逻辑算法控制模块的开关S2控制信号输出端与所述采样保持单元中的开关S2相关联用于控制开关S2的通断。

采用上述进一步方案的有益效果是:延时模块是由两个级联的延时缓冲器构成,用于延时控制信号,防止比较器由于开关闭合瞬间产生的信号的抖动噪声判断错误。

基于上述一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统,本发明还提供一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法。

一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法,利用上述所述的一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统对射频能量采集电路中的阻抗进行匹配,包括以下步骤,

步骤1,所述采样比较模块在所述逻辑控制模块的微分算子法控制下对倍压整流电路输出的电压进行连续两次采样,并对连续两次采样的电压进行比较;

步骤2,所述逻辑算法控制模块根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向,并根据电容调整方向利用电容值二分法按照电容权重逐次调整并入所述可调阻抗匹配网络中可调电容的数量;

步骤3,所述可调阻抗匹配网络根据并入π型可调电容阵列的电容数量来匹配所述天线与倍压整流电路之间的阻抗。

本发明的有益效果是:本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法具有以下有益效果,

1.通过判断倍压整流电路输出电压得到当前阻抗匹配效果,避免了复杂的ADC采样或者信号处理单元,电路简单,功耗极低,仅在开关过程消耗能量,特别适用于微弱能量采集环境;

2.本发明采样比较模块不需要运算放大器等高增益元件,本发明所用的比较器为钟控锁存器类型电压误差比较器,其仅在切换周期有少量能量消耗,降低了系统功耗,同时也降低了系统设计的复杂程度;

3.逻辑算法控制模块利用微分算子法及二分法等优值寻找方法,根据采样比较模块的反馈然后通过电容权重逐位调整可调阻抗匹配网络,提高匹配效果,实现自动调控;

4.本发明可以使用标准CMOS工艺,实现全集成化,降低生产成本。

在上述技术方案的基础上,本发明还可以做如下改进。

进一步,所述步骤1具体为,

步骤11,在所述逻辑算法控制模块的控制下初始化所述可调阻抗匹配网络,使两组所述π型可调电容阵列均分别接入最大位电容2n-1C;

步骤12,所述采样比较模块在所述逻辑控制模块的控制下执行一次微分算子运算。

进一步,步骤12中微分算子运算的具体过程为,

步骤121,将控制开关bc或控制开关bbc闭合,控制负输入端采样保持电路进行一次采样;

步骤122,将控制开关bc或控制开关bbc打开,控制正输入端采样保持电路进行一次采样。

进一步,在步骤2中,所述逻辑算法控制模块根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向的依据是:离散信号处理中,▽f(k)=f(k)-f(k-1);其中,π型可调电容阵列的电容调整方向包括:增加并入可调电容的数量和减少并入可调电容的数量。

采用上述进一步方案的有益效果是:利用微分算子运算解决了电容调整方向的重大问题,使得电容调整更加准确有利于电压上升;而且由于每次执行微分运算时所增加的C仅为最小单位电容,因此即使调整方向错误,也不会令输出电压产生剧烈波动,从而影响后级电路。

附图说明

图1为现有技术中能量收集电路的结构框图;

图2-1为现有技术中π型阻抗匹配电路的结构图;

图2-2为现有技术中L型阻抗匹配电路的结构图;

图3为现有技术中光伏发电领域动态阻抗等效匹配结构框图;

图4为现有技术中无线输电领域利用无线电传输电力能量的结构框图;

图5为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统的结构框图;

图6为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统的整体电路结构原理图;

图7-1为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统中可调阻抗匹配网络原理图;

图7-2为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统中由4位电容阵列组成的可调阻抗匹配网络原理图;

图8为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统中采样保持单元的结构图;

图9为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法的流程图;

图10-1为发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法的微粉算子原理第一流程图;

图10-2为发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法的微粉算子原理第二流程图;

图11为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法的射频能量采集电路中的天线、阻抗匹配网络及负载的等效小信号电路图;

图12为对图11中的等效阻抗进行仿真的结果曲线图;

图13为本发明一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法的整体流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述,所举实例只用于解释本发明,并非用于限定本发明的范围。

如图5所示,一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统:其中,所述射频能量采集电路包括用于接收射频信号的天线,以及将天线接收到的射频信号进行整流并升压的倍压整流电路;本发明的系统包括采样比较模块、逻辑算法控制模块和可调阻抗匹配网络,所述可调阻抗匹配网络中包含有π型可调电容阵列;所述采样比较模块,其用于在所述逻辑控制模块的微分算子法控制下对倍压整流电路输出的电压进行连续两次采样,并对连续两次采样的电压进行比较;所述逻辑算法控制模块,其用于根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向,并根据电容调整方向利用电容值二分法按照电容权重逐次调整并入所述可调阻抗匹配网络中可调电容的数量;所述可调阻抗匹配网络,其用于根据并入π型可调电容阵列的电容数量来匹配所述天线与倍压整流电路之间的阻抗。

在本具体实施例中,如图6所示,本发明的系统还包括低启动电压振荡器,所述倍压整流电路的输出端上连接有储能电容,所述逻辑算法控制模块上设有时钟信号输入端,所述低启动电压振荡器的输入端连接在所述倍压整流电路与所述储能电容之间的公共端上,所述低压启动振荡器模块的输出端连接在所述逻辑算法控制模块的时钟信号输入端上,低启动电压振荡器输出时钟信号clk,用于给所述逻辑算法控制模块提供时钟信号。

在本具体实施例中,如图7-1所示,所述可调阻抗匹配网络还包含有固定式电感L、固定式电容Cfix1和固定式电容Cfix2(固定式电感L、固定式电容Cfix1和固定式电容Cfix2共同组成基本π型匹配电路),所述固定式电感L的一端与所述固定式电容Cfix1的一端电连接,所述固定式电感L的另一端与所述固定式电容Cfix2的一端电连接,所述固定式电容Cfix1的另一端和所述固定式电容Cfix2的另一端均分别接地,所述固定式电感L的两端还分别电连接在所述天线和所述倍压整流电路的输入端上;所述π型可调电容阵列设有两组,分别为第一组π型可调电容阵列和第二组π型可调电容阵列,所述第一组π型可调电容阵列与所述固定式电容Cfix1并联,所述第二组π型可调电容阵列与所述固定式电容Cfix2并联;所述第一组π型可调电容阵列和第二组π型可调电容阵列均分别包括n个并联的可调电容,n个并联的可调电容的大小分别为2n-1C至C,每个所述可调电容上分别串联有一个可控开关,所述第一组π型可调电容阵列中的n个所述可控开关分别为开关bn-1至开关b0,所述第二组π型可调电容阵列中的n个所述可控开关分别为开关bbn-1至开关bb0;所述第一组π型可调电容阵列中还并联有一个容值大小为C的单位电容C01,所述单位电容C01串联有控制开关bc;所述第二组π型可调电容阵列中还并联有一个容值大小为C的单位电容C02,所述单位电容C02串联有控制开关bbc(单位电容C01和单位电容C02用于执行微分运算);所述逻辑算法控制模块上设有2n+2位开关控制输出端,所述逻辑算法控制模块上的2n+2位开关控制输出端对应的与所述可调阻抗匹配网络中的开关bn-1至开关b0、开关bbn-1至开关bb0、控制开关bc和控制开关bbc相连接。

在本发明的系统中,所述可调阻抗匹配网络的工作原理如下:开关bi和bbi(i=0,1,……n-1)默认处于断开状态,在最初上电时,固定电感L与固定电容Cfix1、Cfix2组成传统π型阻抗匹配电路对天线与倍压整流电路进行匹配,此时固定电感L或固定电容Cfix1、Cfix2的大小可以使用实验网络分析仪测出;该π型阻抗匹配电路对天线与倍压整流电路进行初步匹配,此时参数并不一定是当前环境下的最佳匹配;当本发明的系统其他部分模块正常工作后,逻辑算法控制模块会依次调整可调阻抗匹配网络中与π型可调电容阵列相对应的开关bn-1~b0、bbn-1~bb0,通过调整π型匹配网络中并联电容的大小来达到改变可调阻抗匹配网络的数值的作用。π型可调电容阵列对应的可调开关在算法的控制下依次接通,寻找在该使用条件下的倍压整流输出的最优值。π型可调电容阵列中的电容以二进制加权组成,其在逻辑算法控制模块对可调开关的控制下进行组合,调整并联入π型阻抗匹配电路中的电容数量,以此来改变可调阻抗匹配网络的匹配点,通过少量位数即可实现大范围调整。

在本具体实施例中,如图6所示,所述采样比较模块包括采样保持单元和比较器,所述采样保持单元包括负输入端采样保持电路和正输入端采样保持电路,所述逻辑算法控制模块上设有采样比较信号输入端,所述负输入端采样保持电路的输入端和正输入端采样保持电路的输入端连接在所述倍压整流模块的输出端上,所述负输入端采样保持电路的输出端连接在所述比较器的负输入端上,所述正输入端采样保持电路的输出端连接在所述比较器的正输入端上,所述比较器的输出端与所述逻辑算法控制模块的采样比较信号输入端相连。

具体的,如图8所示,所述负输入端采样保持电路和正输入端采样保持电路对称:所述负输入端采样保持电路包括开关S1、电容C1、开关S3、电容C3和开关Sdivide1,所述开关S1的一端与所述倍压整流电路的输出端相连,所述开关S1的另一端与所述电容C1的一端相连,所述电容C1的另一端接地,所述开关S3的一端接地,所述开关S3的另一端与所述比较器的负输入端相连,所述电容C3的一端接地,所述电容C3的另一端与所述比较器的负输入端相连,所述开关Sdivide1的一端与所述开关S1与电容C1之间的公共端相连,所述开关Sdivide1的另一端与所述比较器的负输入端相连;所述正输入端采样保持电路包括开关S2、电容C2、开关S4、电容C4和开关Sdivide2,所述开关S2的一端与所述倍压整流电路的输出端相连,所述开关S2的另一端与所述电容C2的一端相连,所述电容C2的另一端接地,所述开关S4的一端接地,所述开关S4的另一端与所述比较器的正输入端相连,所述电容C4的一端接地,所述电容C4的另一端与所述比较器的正输入端相连,所述开关Sdivide2的一端与所述开关S2与电容C2之间的公共端相连,所述开关Sdivide2的另一端与所述比较器的正输入端相连。

在所述采样比较模块中,由于采样保持单元在比较器正输入端与负输入端各有一个网络,采样保持单元中的负输入端采样保持电路和正输入端采样保持电路完全对称(开关S1与开关S2对称,电容C1与电容C2对称,开关S3与开关S4对称,电容C3与电容C4对称,虚线框内有两个Sdivide开关,分别为开关Sdivide1和开关Sdivide2),因此本具体实施例中仅以负输入端采样保持电路为例进行解释说明,具体解释说明如下:开关S1的一端接倍压整流电路的输出,另一端接电容C1,电容C1用于储存倍压整流电路输出的电压;电容C3的一端接地,另一端接比较器的负输入端,其用于对电容C1上储存的电压进行分压,防止由于C1采样得到的电压过高而超过比较器的输入范围;开关S3的一端接地,另一端接比较器的负输入端,开关S3用于在采样周期对电容C3进行放电,其控制信号与开关S1的控制信号相同;开关Sdivide1的一端接开关S1和电容C1的公共端,另一端接比较器的负输入端,其用于在采样周期断开对电容C1与电容C3进行隔离,在分压周期闭合连通定容C1与电容C3进行分压。

在所述采样比较模块,比较器使用钟控锁存型的比较器,其共有三个输入端口,一个输出端口;其正、负输入端用于输入比较信号,使能端(comp)用于控制何时发起比较操作,输出端口输出比较结果。

在本发明的系统中,所述比较器的工作原理如下:因为本发明的系统用于微弱能量获取电路,系统整体功耗必须处于较低水平,因此在本发明的系统中不能采用有直流功耗的电路,其中钟控可再生的比较器由于内部含有强烈正反馈因此比较速度快,且仅在开关过程中有少量直流功耗,特别适用于本发明。

在本具体实施例中,如图6所示,本发明的系统还包括延时模块,所述延时模块包括第一信号延时缓冲器和第二信号延时缓冲器,所述逻辑算法控制模块上设有En_div信号输出端、开关S1控制信号输出端和开关S2控制信号输出端,所述第一信号延时缓冲器的输入端与所述逻辑算法控制模块的En_d iv信号输出端相连,所述第一信号延时缓冲器的输出端与所述采样保持单元的开关Sdivide1和开关Sdivide2相关联用于控制所述开关Sdivide1和开关Sdivide2的通断,所述第一信号延时缓冲器的输出端还与所述第二信号延时缓冲器的输入端相连,所第二信号延时缓冲器的输出端与所述比较器的使能端相连,所述逻辑算法控制模块的开关S1控制信号输出端与所述采样保持单元中的开关S1相关联用于控制开关S1的通断,所述逻辑算法控制模块的开关S2控制信号输出端与所述采样保持单元中的开关S2相关联用于控制开关S2的通断。第一信号延时缓冲器和第二信号延时缓冲器,其用于产生信号延时,防止在比较器中由于开关通断导致的信号毛刺影响比较结果。

在本发明的系统中,所述延时模块的工作原理如下:进行延时的主要目的是考虑可靠性,逻辑算法控制模块输出的En_div信号经过第一信号延时缓冲器后作为控制信号控制开关Sdivide1和开关Sdivide2,再经第二信号延时缓冲器后作为控制信号控制比较器进行判断前后两次电压的采样值,如果开关S2的接通与开关Sdivide2的接通同时发生,此时两个开关可能会同时导通,倍压整流电路输出的VDD_RECT直接被导通到地,造成能量的极大浪费,因此本发明的系统在开关S2接通之后延时一段时间再接通开关Sdivide2进行分压操作。同理,当开关Sdivide1和开关Sdivide2接通之后,电容C1与电容C3、电容C2与电容C4进行电荷分享,此时电压处于转换阶段,输出电压并不稳定,如果此时进行比较器判断操作,可能会发生误判断现象,因此在开关Sdivide1和开关Sdivide2接通之后延时一段时间再控制比较器进行判断操作,如此操作保证了比较器判断结果的可靠性;但同时延时总时间不能超过一个时钟周期,防止系统判断错误。

基于上述一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统,本发明还提供一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法。

如图9所示,一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配方法,利用上述所述的一种射频能量采集电路中的π型阻抗自动匹配系统对射频能量采集电路中的阻抗进行匹配,包括以下步骤,

步骤1,所述采样比较模块在所述逻辑控制模块的微分算子法控制下对倍压整流电路输出的电压进行连续两次采样,并对连续两次采样的电压进行比较;

步骤2,所述逻辑算法控制模块根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向,并根据电容调整方向利用电容值二分法按照电容权重逐次调整并入所述可调阻抗匹配网络中可调电容的数量;

步骤3,所述可调阻抗匹配网络根据并入π型可调电容阵列的电容数量来匹配所述天线与倍压整流电路之间的阻抗。

所述步骤1具体为,

步骤11,在所述逻辑算法控制模块的控制下初始化所述可调阻抗匹配网络,使两组所述π型可调电容阵列均分别接入最大位电容2n-1C;

步骤12,所述采样比较模块在所述逻辑控制模块的控制下执行一次微分算子运算。

利用微分算子判断电容大小调整方向是本算法的核心部分,下面结合图10-1和图10-2对微分算子法进行介绍:

步骤12中微分算子运算的具体过程为,

步骤121,将控制开关bc或控制开关bbc闭合,控制负输入端采样保持电路进行一次采样;

步骤122,将控制开关bc或控制开关bbc打开,控制正输入端采样保持电路进行一次采样。

在步骤2中,所述逻辑算法控制模块根据连续两次采样的电压的比较结果判断出π型可调电容阵列的电容调整方向的依据是:离散信号处理中,▽f(k)=f(k)-f(k-1);其中,π型可调电容阵列的电容调整方向包括:增加并入可调电容的数量和减少并入可调电容的数量。由于在离散信号处理中,▽f(k)=f(k)-f(k-1),该结果即为在该匹配电容下S21曲线的斜率。当比较器输出电压为高,说明此次匹配尝试有利于电压升高,电容阵列应往增加电容方向调整;当比较器输出电压为低,说明此次匹配尝试不利于电压升高,电容阵列应往减小电容方向调整。

在本发明的方法中,逻辑算法控制模块主要用于实现控制工作状态跳转、控制采样比较模块的开关时序和根据反馈回来的电压比较结果选择可调阻抗匹配网络开关的功能;其算法思想在于:利用微分算子法判断电容调整方向及利用二分法的优值寻找方法加快优值寻找速度。

在射频能量传输领域中,将整个系统(天线、π型匹配网络、负载)的等效电路用二端口网络表示,其等效电路如图11所示。从负载端向源端看去,计算等效阻抗:

其中已知负载阻抗为:

ZL=R-jX

倍压整流输入端由于寄生电容的影响,一般表现为容性。已知从负载向源端等效阻抗Zs’与负载阻抗ZL,根据二端口网络计算公式可得出S参数与匹配电容C1、C2的关系。图12为S参数仿真结果,表示当匹配电容C2不变化时改变匹配电容C1对S21参数性能的影响。由于S21参数表示二端口网络正向传输系数,可利用此参数表征当能量通过该网络时被负载所吸收的能量大小,S21参数越大,能量通过率越高。此外由于倍压整流电压输出幅值与输入能量大小成正比关系,因此可推出倍压整流电压输出幅值与S21参数成正比。

下面结合图7-2(本具体实施例中电容阵列为4位,实际使用中包括但不局限于四位)和图12(取阻抗典型值30-j100作说明使用,对此阻抗进行匹配)对逻辑算法控制模块的工作原理进行说明。

如图13所示,固定式电感L和固定式电容Cfix1、Cfix2,其共同组成基本π型匹配电路对电路进行初步匹配。首先,在复位状态时所有开关关闭。进一步,打开开关b3和开关bb3,将两组电容阵列中电容数目调整至最大数量的一半,此时阻抗匹配点处于S21匹配图中点①。进一步,针对π型匹配网络左侧电容执行一次微分算子,如S21图所示,斜率为负,所以电容阵列应往减小的方向调整。进一步,撤销开关b3,同时打开开关b2。进一步,针对π型匹配网络右侧电容执行一次微分算子,判断其电容调整方向,并相应的调整电容阵列中电容数量。以相同思想进行循环,直至调整至最后一位开关b0、开关bb0

当算法调整开关至最后一位开关b0后,算法流程图13中主循环结束,此时需再针对π型匹配网络左、右侧电容各执行一次微分算子,其意义在于:如S21匹配效果图所示,当在节点④执行微分算子后判断斜率为负,此时算法将撤销开关b1同时接入开关b0。当循环结束时能量最优点选取为⑤,并非节点④,若此时结束算法,并未寻找至最优值。因此,在开关b0和开关bb0调整结束后在执行一次微分算法,判断单位电容C01和单位电容C02接入后对网络的影响,从而寻找至最优节点④。至此,算法结束,阻抗匹配网络中各开关位已确定。

以上所述仅为本发明的较佳实施例,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。

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