新型恒定输出电流BUCK电路的制作方法

本发明属于降压型dc-dc领域，尤其涉及新型恒定输出电流buck电路，用于将较高电压的电能，电感整流，转化为较低电压的电能，并且保持恒定的电流输出。

背景技术：

在手机充电，以及led驱动应用当中，经常需要具备恒流功能的电能输入，因此对于具备恒流输出功能的dc-dc需求与日俱增，尤其是在手机充电应用当中，电流需求越来越大，并且要求高精度的恒流。

buck(buck电路)是dc-dc当中的一种，就是非隔离的降压型dc-dc。buck具备高精度恒流输出功能，同时又具有广泛的适用性，稳定可靠，成本低廉，非常迎合当前的行业需求，尤其适用于车载充电。

buck通常分为：电流型控制环路，电压型控制环路，以及各种开环控制环路。其中，电流型控制环路和电压型控制环路都属于闭环控制方式。由于电流型控制环路稳定性优势以及瞬态响应速度快的优势，多数闭环控制都选用电流型控制环路。

电流型控制环路工作过程如下：

一个动态电流三角波信号(简称三角波信号)，其与电感电流实时同步，

一个调制信号，由输出信号与基准信号经过一个放大器进行误差放大产生，

将三角波信号和调制信号做比较，进而确定高位开关的关断时刻，

同时，由振荡器的时钟信号确定高位开关的开启时刻，

当输出信号相对于基准信号偏高时，降低调制信号，进而减短高位开关导通的时间，

当输出信号相对于基准信号偏低时，升高调制信号，进而增加高位开关导通的时间，

通过以上工作方式实现了在固定频率下的高位开关导通时间占空比的调制，也就是通常讲的pwm(脉冲宽度调制)，并通过负反馈的方式将输出信号值稳定在与基准值近乎相等的数值。

具备恒流输出功能的buck，就是将输出电流作为反馈信号，通过以上描述的pwm方式，将输出电流稳定在与预设的基准值近乎相等的数值，也就是恒定输出电流。由于buck有输出电容的存在，电感电流经过输出电容过滤，由上下变化的电流变成稳定的电流。

现有的恒流输出的buck，动态电流检测和输出电流检测都是分开的，常见的有以下几种实现方式：

1、通过高位开关的内阻检测动态电流，另外通过一个检流电阻检测输出电流。参见图1、图2，这两个方案比较类似，唯一区别是将检流电阻放在输出的正极还是输出负极。

这两种方案都是将检流电阻串接在输出通路上，可以直接检测到输出电流的数值，缺点是对高位开关有匹配性的要求，要求高位开关的内阻必须在控制电路可以适用的范围内，不然可能会导致环路增益的变化进而引起稳定性问题，另外要求高位开关的开启时间不可以长于电路内部设置的消隐时间，不然也有可能引起环路的稳定性问题，甚至导致dc-dc丧失输出能力。虽然也可以通过复杂的电路一定程度上改善高位开关的匹配性问题，但是会增加电路的复杂度和方案成本，并且匹配性问题仍然无法完全解决。因此该方案比较适用于集成高位开关或者固化高位开关的电路，并不适用于高位开关参数不确定的dc-dc控制器应用。

2、另外一种传统方案，在高位开关一端串接一个检流电阻用于检测动态电流，并用另外一个检流电阻检测输出电流。参见图3、图4，这种方案虽然解决了高位开关匹配性问题，但是需要另外增加一个检流电阻专门用于检测动态电流，检流电阻大多使用高精度大功率电阻，一方面导致了成本的增加，另外一方面也会增加能量损耗，造成系统转换效率的下降。输出电流越大，检流电阻阻值越大，以及输出电压越低的时候，效率下降越严重。

3、另外一种仅检测电流的峰值，并且保持电流的峰值固定的开环控制方案。参见图5，该方案虽然解决了高位开关匹配性问题，同时只用一个检流电阻避免了增加检流电阻所带来的成本增加和效率下降，但是该电路仅可以管理电流的峰值i_peak，而输出电流是等于电感电流的平均值，电流的谷值i_valley会跟随电感感值、输入电压、输出电压及频率这些因素的变化而变化，对于绝大多数应用情况来说，这些因素都不可避免会有一定的变化范围，因此i_valley也随之成为一个不确定的值，因此平均电流i_avg也会随之变化，如图6所示，当输入电源电压上升导致电感电流上升斜率增加时，由于频率和i_peak不变，i_valley会降低，进而导致i_avg降低。虽然i_peak相对比较确定，但是由于i_valley的不确定，实际得出的i_avg会是一个精度较差的数值，在实际应用中，很难做到20％以内的精度，也就是很难满足充电应用的要求。

4、还有一种同时检测电流的峰值和谷值的电路方案。参见图7，该电路解决了高位开关匹配性问题，并且同时检测电流的峰值i_peak，以及电流的谷值i_valley，在电流升至峰值基准时关断高位开关，打开低位开关，在电流降至谷值基准时关断低位开关，打开高位开关，理论上在i_peak和i_valley都确定的情况下，平均电流i_avg＝(i_peak+i_vally)/2也是确定的。但是，该方案带来了新的问题：

一方面，在电流升至峰值基准或者降至谷值基准的时刻，由于比较器的延时，实际高位开关关断时刻的电感电流会比预设的电流的峰值略大，实际高位开关开启时刻的电感电流也会比预设的电流的谷值略小，由于延时的不确定性，以及电流上升斜率和下降斜率的不确定性，实际得到的电流精度仍然有限。

另一方面，更关键的是，dc-dc的开关周期是等于电感电流上升到峰值基准，加上从峰值基准下降到谷值基准的时间，这个时间既决定于峰值基准和谷值基准之间的差值，也决定于电感电流的上升和下降速度。而电感电流的上升和下降速度会受电感感值、输入电压以及输出电压的影响，如图8所示，输入电压升高后，由于i_peak和i_valley不变，而电感上升斜率增大，导致了频率升高。因此导致dc-dc的开关周期变成一个不确定的值，也就是dc-dc的开关频率不确定。而在大部分应用当中，因为要考虑emc因素以及其他的噪声频段限定，因此需要将dc-dc的开关频率相对稳定。这种频率不确定的方案显然无法满足频率相对稳定的要求。

技术实现要素：

有鉴于此，确有必要提供一种解决了高位开关的匹配性问题，仅用一个检流电阻，避免了成本的增加以及转换效率下降，同时还能确保输出电流的精度，不会出现频率不确定等影响实际使用的问题的新型恒定输出电流buck电路。

为了克服现有技术存在的缺陷，本发明提供以下技术方案：

新型恒定输出电流buck电路，包括：检流电阻，有且仅有一个，其一端串接整流电感后连接到整流开关节点，另一端连接输出正极，

输出电容，一端连接输出正极，另一端连接输出负极，

高位开关，连接输入电源正极和整流开关节点，

低位开关，连接输入电源负极和整流开关节点，

整流电感与检流电阻连接的节点为电流采样正极，检流电阻与输出电容连接的节点为电流采样负极，

第一信号放大平移模块，生成用于pwm调制的三角波信号，

第二信号放大平移模块，生成实时电流信号，

平均值计算模块，接收第二信号放大平移模块输出的实时电流信号，经过平均值计算之后，得到体现电感平均电流数值的平均电流信号，

误差放大器模块，用于将平均电流信号与基准信号进行比对，输出pwm调制信号，所述平均电流信号为电感平均电流信号，所述电感指整流电感，

pwm比较器模块，用于将pwm调制信号与三角波信号进行比对，在三角波信号与pwm调制信号电压值达到等同电压的时刻点，输出高位开关的关断信号，

整流逻辑和驱动线路模块，接收高位开关的关断信号，接收来自于振荡器模块的时钟信号，所述时钟信号作为高位开关的开启信号，输出高位开关驱动信号和低位开关驱动信号，

所述时钟信号为固定频率，

高位开关驱动信号发送给高位开关，实现对高位开关的导通和关断的控制，

低位开关驱动信号发送给低位开关，实现对低位开关的导通和关断的控制。

作为优选，所述第一信号放大平移模块，接收检流电阻两端的信号，将电流采样正极和电流采样负极的电压差值进行比例放大以及信号平移，生成用于pwm调制的三角波信号。

作为优选，所述第二信号放大平移模块，接收检流电阻两端的信号，进行比例放大以及信号平移，得到实时电流信号。

作为优选，所述比例放大，是指倍数大于零的比例放大。

作为优选，所述信号平移，平移值包括零伏在内。

作为优选，第一信号放大平移模块和第二信号放大平移模块共用部分或者全部电路。

作为优选，低位开关采用二极管来替代。

作为优选，实时电流信号至少经过叠加斜坡补偿信号后再送至平均值计算模块；pwm调制信号至少经过叠加斜坡补偿信号后再送至pwm比较器模块。

作为优选，在误差放大器模块上增设有环路补偿电路，pwm调制信号经过环路补偿处理。

作为优选，第一信号放大平移模块，和第二信号放大平移模块，其放大倍数的计算原理为：

设：

第一信号放大平移模块的放大倍数为k1，

第二信号放大平移模块的放大倍数为k2，

预期的负反馈环路增益为aloop，

误差放大器增益为aea，

预设输出电流为iset，

检流电阻阻值rsen，

基准信号为vref，

则：k1和k2的数值设定须满足以下关系：

与现有技术相比较，本发明的技术方案解决了高位开关的匹配性问题，仅用一个检流电阻，避免了成本的增加以及转换效率下降，同时还能确保输出电流的精度，不会出现频率不确定等影响实际使用的问题。

本发明的技术方案实现了具备输出电流负反馈功能的buck整流变换，进而通过负反馈平衡实现电感平均电流恒定，由于buck构架当中电感平均电流等于输出电流，因此也就是实现了输出电流恒定；电路简单可靠，相对于传统的恒流buck控制电路具有更广泛的适用性，更高的精度，更好的稳定性，以及更加低廉的成本。

附图说明

图1为现有的buck示例一。

图2为现有的buck示例二。

图3为现有的buck示例三。

图4为现有的buck示例四。

图5为现有的buck示例五。

图6为示例五中电流随输入电源电压变化示意图。

图7为现有的buck示例六。

图8为示例六中电流随输入电源电压变化示意图。

图9为本发明的电路模块图。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明作进一步说明。

如图9所示，新型恒定输出电流buck电路，即具备恒流输出功能的降压型dc-dc线路电路，也就是通常讲的恒流buck，包括：

误差放大器模块，用于将平均电流信号与基准信号进行比对，输出pwm调制信号，所述平均电流信号为电感平均电流信号，所述电感指整流电感，

pwm比较器模块，用于将pwm调制信号与三角波信号进行比对，在三角波信号与pwm调制信号电压值达到等同电压的时刻点，输出高位开关的关断信号，

整流逻辑和驱动线路模块，接收高位开关的关断信号，接收来自于振荡器模块的时钟信号，所述时钟信号作为高位开关的开启信号，输出高位开关驱动信号和低位开关驱动信号，

所述时钟信号为固定频率，

高位开关驱动信号发送给高位开关，实现对高位开关的导通和关断的控制，

低位开关驱动信号发送给低位开关，实现对低位开关的导通和关断的控制，

所述高位开关，连接输入电源正极和整流开关节点，

所述低位开关，连接输入电源负极和整流开关节点，

低位开关可采用二极管来替代，

还包括：

检流电阻，有且仅有一个，其一端串接整流电感后连接到整流开关节点，另一端连接输出正极，

输出电容，一端连接输出正极，另一端连接输出负极。

本发明，将检流电阻接在整流电感与输出电容之间，整流电感与检流电阻连接的节点为电流采样正极，检流电阻与输出电容连接的节点为电流采样负极。

在上述技术方案的基础上，还包括：

第一信号放大平移模块，即图中的信号放大平移模块1，接收检流电阻两端的信号，将电流采样正极和电流采样负极的电压差值进行比例放大以及信号平移，生成用于pwm调制的三角波信号。显然，也可包含各种信号反向。

在上述技术方案的基础上，还包括：

第二信号放大平移模块，即图中的信号放大平移模块2，接收检流电阻两端的信号，进行比例放大以及信号平移，得到实时电流信号，实时电流信号与电感电流保持同步同比例变化，

平均值计算模块，接收第二信号放大平移模块输出的实时电流信号，经过平均值计算之后，得到体现电感平均电流数值的平均电流信号。显然，也可包含各种信号反向，例如：采样电流过程中进行各种比例放大或者信号反向都属于电流采样线路电路的实施细节，电流平均值信号进行各种比例放大或者信号反向都属于平均值计算线路电路的实施细节。

在上述技术方案的基础上，所述比例放大，是指倍数大于零的比例放大。即涵盖各种不等于零的比例倍数。

在上述技术方案的基础上，所述信号平移，平移值包括零伏在内。

在上述技术方案的基础上，第一信号放大平移模块和第二信号放大平移模块共用部分或者全部电路。

在上述技术方案的基础上，实时电流信号至少经过叠加斜坡补偿信号后再送至平均值计算模块。

在上述技术方案的基础上，pwm调制信号至少经过叠加斜坡补偿信号后再送至pwm比较器模块。

在上述技术方案的基础上，在误差放大器模块上增设有环路补偿电路。

在上述技术方案的基础上，pwm调制信号经过环路补偿处理。

在上述技术方案的基础上，还包括：保护功能模块。具体实施可按现有技术。

在上述技术方案的基础上，还包括：低位开关零电流检测电路，以及对应的低位开关关断逻辑电路。

在上述技术方案的基础上，第一信号放大平移模块，和第二信号放大平移模块，其放大倍数的计算原理为：

设：

第一信号放大平移模块的放大倍数为k1，

第二信号放大平移模块的放大倍数为k2，

预期的负反馈环路增益为aloop，

误差放大器增益为aea，

预设输出电流为iset，

检流电阻阻值rsen，

基准信号为vref，

则：k1和k2的数值设定须满足以下关系：

由第一信号放大平移模块和第二信号放大平移模块的放大倍数的推算关系可以得知，预期的负反馈环路增益：

也就是当第一信号放大平移模块和第二信号放大平移模块的放大倍数k1、k2设定为固定值，误差放大器增益aea也为固定值时，环路增益aloop也为固定值。这也就是说明对于同一个电路来说，环路增益与预设电流的大小以及rsen的取值无关，因此使得预设电流和rsen的取值可以有很宽的范围。这一特点使得这种新型恒定输出电流buck电路具备极好适用性。

与现有技术相比较，本发明的技术方案解决了高位开关的匹配性问题，仅用一个检流电阻，避免了成本的增加以及转换效率下降，同时还能确保输出电流的精度，不会出现频率不确定等影响实际使用的问题。

本发明中：

1、由于buck构架当中电感平均电流等于输出电流，因此可以认为体现电感平均电流数值的信号就是体现输出电流数值的信号。

2、当检测到平均电流信号相对于基准信号偏高，也就是输出电流相对于预设值偏高时，误差放大器模块降低pwm调制信号的电压值，使得pwm比较器模块检测到的三角波信号与pwm调制信号达到等同电压的时刻点提前，进而使得高位开关的关断时刻点提前。

振荡器模块输出固定频率的脉冲来控制高位开关的开启时刻，因此可以认为高位开关的开启时刻相对于每个周期是固定的。

因此当高位开关关断时刻点提前时，就是缩短了高位开关在每个周期当中导通的时间，也就是减少了高位开关导通的占空比，进而使得电感电流上升的时间减少，而下降的时间增加，整体使得电感电流相对于之前的数值开始下降，直至平均电流信号随之下降到不再高于基准值，也就是输出电流不再高于预设值。

3、同理，当检测到平均电流信号相对于基准信号偏低，也就是输出电流相对于预设值偏低时，误差放大器模块升高pwm调制信号的电压值，使得pwm比较器模块检测到的三角波信号与pwm调制信号达到等同电压的时刻点推后，进而使得高位开关的关断时刻点退后。

振荡器模块输出固定频率的脉冲来控制高位开关的开启时刻，因此可以认为高位开关的开启时刻相对于每个周期是固定的。

因此当高位开关关断时刻点退后时，就是延长了高位开关在每个周期当中导通的时间，也就是增加了高位开关导通的占空比，进而使得电感电流上升的时间增加，而下降的时间较少，整体使得电感电流相对于之前的数值开始上升，直至平均电流信号随之下降到不再低于基准值，也就是输出电流不再低于预设值。

以上，实现了输出电流的负反馈控制，使得输出电流一直保持在预设值。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。