输入串联组合型直流变换器的功率回流优化方法与流程

本发明属于直流变换技术领域，尤其涉及一种输入串联组合型直流变换器的功率回流优化方法。

背景技术：

双有源桥(dualactivebridge，dab)直流变换器(dc-dc)可以二象限运行，即在保持变换器两端电压极性不变的情况下能够实现能量的双向流动，在功能上优于单向直流变换器，相对于传统的单向直流变换器，降低了器件数量和成本，减小了变换器的体积和重量，提高了系统功率因数。因此，在电动汽车、不间断电源和直流电机驱动等需要进行能量双向流动的场合，dab型直流变换器正得到广泛使用。

为匹配不同电压等级的直流母线，避免多个功率器件串联引起的均压问题，提高系统的标准度和集成度，可将各dab的输入和输出进行相互串联或相互并联。根据联结方式不同，得到的模块化组合型直流变换器可以分为以下四类：输入并联输出并联、输入并联输出串联、输入串联输出并联和输入串联输出串联。

目前dab的传统控制方式是移相控制，即通过控制两个全桥变换器的驱动脉冲，在变压器原边和副边产生具有相移的方波信号，通过对方波移相角的调节便可以调节功率的大小和流向。这种控制方式容易实现软开关、系统惯性小、动态响应快，但在输入输出电压幅值不匹配时，容易导致变换器的回流功率和电流应力增大，降低了系统功率因数，增加了变换器损耗。将各dab进行串并联组合后，所得到的模块化组合型直流变换器同样存在功率回流问题。

为克服dab传统移相控制的缺点，国内外学者陆续提出了扩展移相(extended-phase-shift)、双重移相(dual-phase-shift)和三重移相(triple-phase-shift)等控制方式，降低了系统回流功率。但这些控制法往往需要增加控制环，要控制的变量也较多，需要对多种工作模态进行复杂的分析；而且这些方法均针对单模块dab直流变换器进行设计，未考虑到模块化组合型直流变换器固有的结构特点，实施难度较大。

因此，设计针对模块化组合型直流变换器固有特点的功率回流优化简化方法具有重要的意义。

技术实现要素：

发明目的：针对以上问题，本发明提出一种基于模块间交错移相的输入串联组合型直流变换器的功率回流优化方法，针对输入串联型模块组合式dab电路的拓扑特点，通过对一次侧串联的h桥逆变器的调制波初始相位错开不同角度，使各h桥在串联侧产生的环流激励电压被总体削弱，从而削弱了串联侧的总体功率回流。

技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种输入串联组合型直流变换器的功率回流优化方法，应用于输入串联型组合型直流变换器，具体包括以下步骤：

(1)使用传统移相控制方法，进行直流变压与功率传输，控制原边调制信号初始相位相同；

(2)对直流变换器一次侧串联的h桥逆变器的调制波初始相位错开不同角度，使各h桥在串联侧产生的环流激励电压被总体削弱，从而削弱串联侧的总体功率回流。

输入串联型组合型直流变换器包括n个单模块直流变换器，输出直流侧相互串联或并联。单模块直流变换器为双有源桥，包括一个h桥逆变器和一个h桥整流器，逆变器和整流器的交流侧经一个变压器和一个变压器漏感互联，实现从输入侧向输出侧的直流变换和功率传输。

步骤(2)具体为：将原边调制信号初始相位相互错开一定角度，根据n的数量不同，错开的角度如下：

(2.1)当n＝2时，相互错开90°；

(2.2)当n＝3时，以某一模块为基准，组内第二模块与其错开60°，组内第三模块按第二模块错开的方向与第一模块错开120°；

(2.3)当n>3且n为偶数时，将各直流变换器每2个作为一组，每组按照步骤2.1错开相位；

(2.4)当n>3且n为奇数时，将各直流变换器中任意3个作为一组，按照步骤2.2错开相位，剩余的偶数个直流变换器每2个作为一组，每组按照步骤2.1错开相位。

有益效果：本发明通过对一次侧串联的h桥逆变器的调制波初始相位错开不同角度，使各h桥在串联侧产生的环流激励电压被总体削弱，从而削弱了串联侧的总体功率回流；将一个交流周期内回流传输能量与正向传输能量的比值从47.5％降低到23.7％。

附图说明

图1是单模块直流变换器拓扑图；

图2是单模块直流变换器传统移相控制工作原理波形图；

图3是输入串联输出并联模块组合型直流变换器拓扑图；

图4是输入串联输出串联模块组合型直流变换器拓扑图；

图5是输入串联模块组合型直流变换器传统移相控制的环流等效电路图；

图6是n＝2时模块间交错移相后的2、4、6、8次环流激励电压矢量图；

图7是n＝2时模块间交错移相后的环流等效电路图；

图8是n＝3时模块间交错移相后的2、4、6、8次环流激励电压矢量图；

图9是n＝3时模块间交错移相后的环流等效电路图；

图10a是回流优化前的直流电压输出；图10b是回流优化后的直流电压输出；

图11是0.2s-0.201s回流优化前后的瞬时传输功率波形图；

图12a是对0.2s-0.201s回流优化前的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析；图12b是对0.2s-0.201s回流优化后的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

如图1所示是单模块直流变换器，为dab结构，即包括一个h桥逆变器和h桥整流器，逆变器和整流器的交流侧经一个变压器和一个变压器漏感互联，实现从输入侧向输出侧的直流变换和功率传输。u1为输入直流电压，u2为输出直流电压，c1、c2分别为输入、输出侧直流电容，k为变压器变比，up和us为原、副边交流电压，uh1为h桥逆变器输出电压，uh2为h桥整流器输出电压，ul和il为漏感上的电压和电流，δ1为原副边之间的相角。

h桥逆变器包括开关器件s1、s2、s3、s4和续流二极管d1、d2、d3、d4；h桥整流器包括开关器件s5、s6、s7、s8和续流二极管d5、d6、d7、d8。

如图2所示是单模块dab在传统移相控制下的工作原理波形。如图可见，在传统移相控制下，两侧全桥的开关周期2ts相同，对角开关管轮流导通，导通角为180°，uh1和uh2是占空比为50％的方波电压。通过控制原副边之间的相角δ1，就可以控制加在变压器漏感两端电压的大小和相位，进而控制功率的大小和流向。由于uh1与uh2间相移的存在，在功率传输过程中，漏感电流与原边侧电压存在相位相反的阶段。t0-t'0及t2-t'2时刻，传输功率uh1·il为负，功率回流到电源中，可定义此功率为回流功率。

如图3所示是输入串联输出并联模块组合型直流变换器，如图4所示是输入串联输出串联模块组合型直流变换器。t1、t2、…tn为一系列参数一致的交流变压器，uin为直流输入电压，uout为直流输出电压，δ1、δ2、…δn分别为模块1、模块2、…模块n内部原副边移相角，δ12、δ13、…δ1n分别为模块1与模块2之间、模块1与模块3之间、…模块1与模块n之间的移相角。

使用传统移相法控制δ1、δ2、…δn进行直流变压与功率传输，此时原边调制信号所有初始相位相同，即有δ12＝δ13＝…＝δ1n＝0，同时单模块dab内部产生了偶次环流，经输入串联模块组合叠加在一起，引起了电源侧的功率回流。

如图5所示是输入串联模块组合型直流变换器在传统移相法下的环流等效电路图，每桥臂上均会产生偶次环流激励电压，当输入串联模块组合型直流变换器的各模块参数高度一致时，各模块的第一桥臂产生的偶次环流激励电压相同，设为u2f1、u4f1、u6f1、u8f1、…、u2kf1、…，各模块的第二桥臂产生的偶次环流激励电压相同，设为u2f2、u4f2、u6f2、u8f2、…、u2kf2、…，k＝1，2，3…。

然后将各dab模块原边调制信号初始相位相互错开一定角度，即重新调整δ12、δ13、…、δ1n。根据n的数量不同，各dab模块原边调制信号初始相位错开的角度如下：

(1)当n＝2时，相互错开90°。

按照(1)错开2个dab模块的相位时，由于模块间原边调制信号初始相位相互错开90°，故其产生的2个2k次环流激励电压相位相互错开的角度为2k·(π/2)＝kπ(k＝1，2，3，…)。

当k＝1，3，5，…时，2个2k次环流激励电压反向，相互抵消；当k＝2，4，6，…时，2个2k次环流激励电压同向，叠加结果与传统方法相同。

如图6所示为n＝2时模块间交错移相后的2、4、6、8次环流激励电压矢量图。因此按(1)错开相位后，偶次环流中四倍频及其整数次激励电压被保留，其他激励电压均相互抵消。如图7所示为n＝2时模块间交错移相后的环流等效电路图。

(2)当n＝3时，以某一模块为基准，组内第二模块与其错开60°，组内第三模块按第二模块错开的方向与第一模块错开120°；按照(2)错开3个dab模块的相位时，假设组内第一模块的第2k次环流激励电压初始相位为0，则组内第二和第三模块环流激励电压的初始相位分别为2kπ/3和4kπ/3(k＝1，2，3，…)。

当k＝1，2，4，5，7，8，10…时，3个2k次环流激励电压形成互差120°对称矢量，矢量和为0；当k＝3，6，9…时，3个2k次环流激励电压同向，叠加结果与传统方法相同。

图8为n＝3时模块间交错移相后的2、4、6、8次环流激励电压矢量图。因此按(2)错开相位后，偶次环流中六倍频及其整数次激励电压被保留，其他激励电压均相互抵消。图9为n＝3时模块间交错移相后的环流等效电路图。

(3)当n>3且n为偶数时，将各dab每2个作为一组，每组按照(1)错开相位。

(4)当n>3且n为奇数时，将各dab中任意3个作为一组，按照(2)错开相位，剩余的偶数个dab每2个作为一组，每组按照(1)错开相位。

又因为(3)可看做(1)的组合，(4)可看做(1)和(2)的组合，因此当n为大于1的任意整数时，按照本专利所述方法，环流激励电压被总体削弱，功率回流得到了优化。

以输入串联输出串联模块组合型直流变换器为例，仿真参数如如表1所示，系统仿真时间0.25s。

表1

如图10为回流优化前后的直流电压输出，图10a为回流优化前的直流电压输出，图10b为回流优化后的直流电压输出。从图中可见，回流优化前后直流电压输出均迅速达到了稳定，因此本专利所述的回流优化法未对直流电压输出产生负面影响。

如图11为一个交流周期内(0.2s-0.201s)回流优化前后的瞬时传输功率波形，从图中可见，瞬时传输功率的峰峰值减小。又因为回流优化前后直流电压输出一致，因此在输出功率达到一致的前提下，本专利所述的回流优化法可降低电路中电流的峰峰值，从而提高系统功率密度，减小过流可能。

对图11所示波形进行快速傅里叶分析得到图12，图12a为回流优化前，图12b为回流优化后。回流优化后偶数次环流中仅剩4k次环流较为显著，证明本专利所述方法确实能在n＝2条件下消除4k次以外的环流。

统计图11所示波形纵坐标为正的面积，得到一个交流周期内功率正向传输时传输的能量；统计图11所示波形纵坐标为负的面积，得到一个交流周期内功率回流时传输的能量。计算回流优化前后回流传输能量与正向传输能量的比值，得出该比值从回流优化前的47.5％降低到回流优化后的23.7％，证明本专利所述方法确实能够优化系统回流。