基于模块化多电平逆变器的动态电压调节装置及调节方法与流程

本发明涉及一种动态电压补偿器，尤其是涉及一种基于模块化多电平逆变器的动态电压调节装置及调节方法。

背景技术：

由于电网用电容量随时变化，以及大量的非线性负载在生产中的应用，这些设备会向电力系统注入大量的高次谐波，还会引起电压波动、电压跌落和中断等电能质量问题，配电变压器的一次侧电压波动导致配电变压器二次侧电压不稳定，从而影响用户的用电质量。研究表明，电压波动已成为影响许多用电设备正常、安全运行的电能质量问题之一。此外，人们越来越多的使用计算机、通信设备、plc等精密电子设备处理工作事物，这些负荷对系统的干扰非常敏感，任何电能质量都可能影响这些负荷的正常运行，造成重大的经济损失。因此，如何抑制电压波动对电力用户的干扰、提高配电系统的动态电能质量，已成为摆在电力研究人员面前十分迫切的问题。

目前，动态电压补偿器(dynamicvoltagecompensator,dvc)是解决电压跌落最有效的补偿手段之一，而动态电压补偿器逆变单元的选择直接影响dvc的补偿效果。市场上的动态电压补偿器的逆变单元主要有如下几种：

(1)两电平变换器：拓扑结构简单但其容量较小，电压谐波特性差。

(2)多电平箝位式变换器：随着电平数的增加，变换器所需的箝位元器件数量增加，直流侧电压中点电位易波动，控制算法也更复杂，在实际应用中受到限制。

(3)h桥级联多电平变换器：避免了电容均压问题，但随着电压等级升高，所需移相变压器的副边绕组增多，制造成本和难度增大，在功率变换场合需独立直流电源，限制了其在某些领域的应用。

技术实现要素：

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于模块化多电平逆变器(modularmultilevelconverter，mmc)的动态电压调节装置及调节方法，在补偿过程中，dvc的控制系统计算出所需补偿的电压幅值和相位，然后通过模块化多电平逆变器将储能装置的直流电能变换成交流电能，输出相应大小和相位的电压，以补偿配电系统的电压扰动对负荷的影响。mmc模块化程度高，易拓展，开关损耗小且模块数越多，输出电压波形的正弦程度越高。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于模块化多电平逆变器的动态电压调节装置，包括相连接的主电路和dsp控制电路，所述的主电路串联在电网与敏感负荷之间，包括相互并联连接的储能单元、mmc逆变单元和电容耦合单元，所述dsp控制电路包括dsp控制芯片以及分别与dsp控制芯片连接的电压电流采样电路、显示输入电路和保护电路。

所述的mmc逆变单元的单相拓扑结构中包含上下两个桥臂，每个桥臂包含串联的多个结构相同的子模块和一个桥臂电抗器。

所述的子模块由两个带有反并联二极管的全控型器件构成的半桥再并联一个电容组成。

所述的全控型器件包括igbt。

所述的电容耦合单元包括一个电容和一个电感。

一种如所述的基于模块化多电平逆变器的动态电压调节装置的调节方法，包括：

(1)dsp控制电路实时采样电网电压，根据其与电网额定参考电压的差额按照补偿策略生成补偿指令；

(2)对所述补偿指令进行调制，输出相应的补偿电压；

(3)对所述补偿电压依据跟踪策略构成闭环反馈，跟踪所述补偿指令。

所述步骤(1)中，补偿策略采用同相补偿策略计算电压补偿量，生成补偿指令。

所述步骤(2)中，mmc逆变单元根据补偿指令，采用最近电平逼近的调制方式控制各子模块的投入和切出。

所述步骤(3)中，跟踪策略采用比例谐振控制方法，其传递函数为：

其中，ωc为截止频率，kp为比例系数，kin为谐振系数，ωo为基波角频率，n为需要调节的谐波次数。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

一、拓扑优势：采用mmc型逆变拓扑，其模块化程度高，易拓展，便于集成，冗余设计简单，子模块的开关频率与开关损耗小，且模块数越多，输出电压波的正弦程度越高，子模块在每相中的地位相同，开关器件选择方便；具有公共的直流母线，能够实现四象限运行，开关器件选用全控型器件，以便实现能量的双向流动。

二、使用功率小：动态电压补偿器只补偿了系统电压升高或跌落的部分，而不是全部输入电压，因此其承担的最大功率仅为系统功率的20％左右。

三、补偿范围广：选用同相补偿策略，输出电压的幅值最小，相应的dvc所需的容量最小，其控制方法简单，可以最大化利用补偿器的补偿范围，提高直流侧储能单元的利用率。

四、跟踪性能好：在控制系统中采用比例谐振控制，可以实现零稳态误差，同时具有很好的稳态裕度和暂态性能。

附图说明

图1为高性能动态电压补偿器主电路拓扑结构图；

图2为mmc单相拓扑结构示意图；

图3为同向补偿策略向量图；

图4为最近电平逼近调制方式的调制原理示意图；

图5为比例谐振控制下的系统控制框图；

其中，1为电网，2为电容耦合，3为mmc逆变单元，4为储能单元，5为敏感负荷。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

1、系统组成

如图1所示，本实施例提供一种基于模块化多电平逆变器的动态电压调节装置，串联在电网1与敏感负荷5之间，主要包括主电路和dsp控制电路，主电路包括储能单元4、mmc逆变单元3和电容耦合单元2。储能单元4为补偿器提供能量，mmc逆变单元3通过控制开关器件的通断输出符合要求的电压波形，电容耦合单元2连接电网和dvc，本实施例中，dvc为mmc逆变单元，电容耦合单元2将mmc逆变单元3产生的补偿电压udvr注入到系统中，抑制系统电压usys波动对负荷的影响，保障敏感负荷uload的稳定。

dsp控制电路包括dsp控制芯片以及分别与dsp控制芯片连接的电压电流采样电路、显示输入电路和保护电路。电压电流采样电路主要是对电网电压瞬时值检测，为控制策略提供所需信息；保护电路主要是过压、欠压、过流等信号的检测，用于保护高性能的可逆调节动态电压补偿器的功率器件；显示输入电路为外围电路，用于显示和参数设定。

mmc逆变单元3采用了模块化多电平结构，mmc逆变单元3的单相拓扑结构如图2所示。udc为直流母线电压；o为直流侧零电位点，单相模块化多电平结构包含上下两个桥臂，每个桥臂均由n个结构相同的子模块sm和一个桥臂电抗器l1串联而成；ip、in分别为上、下桥臂的电流值；iao为逆变单元的输出电流，mmc通过控制子模块的投入和切除得到所需要的输出电压uao。子模块结构见图2的右小图，它由两个igbt构成的半h桥和一个电容并联而成，uc为子模块电容电压。

逆变器部分采用了模块化多电平结构，这种拓扑结构具有多种优势：(1)mmc的模块化程度高，易拓展，便于集成，冗余设计简单。(2)子模块在每相中的地位相同，开关器件选择方便。(3)三相模块化多电平变换器具有公共的直流母线，能够实现四象限运行，开关器件选用全控型器件，以便实现能量的双向流动。(4)mmc的输出电压谐波含量低，模块数越多，输出电压波形的正弦程度越高，且开关损耗比较小。

2、工作原理

上述动态电压补偿装置的调节工作原理如下：实时跟踪电网的电压，当电网电压跌落时，利用合适的补偿策略计算出所需的电压补偿量，而后控制mmc逆变单元3器件的导通和关断，输出相应的电压波形。其电压补偿原理由图1可得：

uload＝usys+udvr(1)

由式(1)可知，当输入电压usys降落δu时，mmc变换器通过耦合电容补偿δu，从而维持负载侧电压不变，而当输入电压usys升高δu时，通过mmc变换器反相补偿电压δu，依然维持负载电压的稳定。由此可知，该动态电压调节器通过控制变换器，使能量在负载和电网之间循环流动，进而保持输出电压不变。且动态电压补偿器只补偿了系统电压升高或跌落的部分，而不是全部输入电压，因此其承担的最大功率仅为系统功率的20％左右。

3、控制策略

(1)补偿策略

补偿策略的选取要考虑补偿能力和补偿效果两方面，合适的补偿策略能够有效地提高补偿器的补偿性能。目前，补偿器的补偿策略主要有3种：完全补偿、最小能量补偿和同相补偿。完全补偿策略能够补偿电压幅值和相位，但输出电压和功率不可控，因此在实际中应用较少。最小能量补偿策略的直流电压利用率最高，但输出电压幅值较大，易引起系统相位偏移，控制复杂。同相补偿策略能够补偿电压幅值但不能补偿相位，控制方法简单，系统电压的频率特性一般较为稳定，不会出现较大的波动，所以选用幅值补偿能力强，实际应用广泛的同相补偿策略，其向量图见图3。

相量图以电流相位为基准，i为负载电流，uload为波动前负载电压，usys为跌落后电网电压，udvr为补偿器输出的电压，umax为补偿器最大补偿电压值，θ为电网电压的波动角度，ψ为跌落前的系统功率因数角。补偿电压与跌落后的电网电压同相位，有效值大小为

udvr＝uload-usys(4)

由此可以看出，该方法仅将波动后电压的幅值恢复至额定电压，不改变电压相位。与其他补偿策略相比，同向补偿输出电压的幅值最小，相应的dvc所需的容量最小。其控制方法最简单，可以最大化利用补偿器的补偿范围，提高直流侧储能单元的利用率。这种补偿策略适用于对电压幅值要求高而对相位不敏感的电网负荷。

(2)调制策略

mmc的调制策略就是如何通过控制子模块的投入和切出使得输出的交流电压逼近调制波。模块化多电平逆变器所采用的调制方式主要集中在以下两大类：一类是基于载波的pwm调制方式，另一类是阶梯波调制方式，包括空间矢量调制方式和最近电平逼近调制方式(nearestlevelmodulation，nlm)。而最近电平逼近调制方式适用于电平数比较多的场合。

本发明使用最近电平逼近方式。对于图2，mmc的每相子模块数为2n，即上下桥臂各有n个子模块。每个子模块的平均电压约为udc/n。每相投入状态的子模块数为n个。该mmc能输出的最大电平数为n+1。

根据公式推导，每相的交流侧输出电压表达式为：

其中uan为下桥臂电压，upa为上桥臂电压，ua为交流侧逆变输出电压。根据公式(5)可计算出mmc不同子模块导通情况下的输出电平。

mmc逆变单元采用最近电平逼近调制方式输出相应的补偿电压，最近电平逼近调制方式的思路是，根据任意时刻调制波的幅值，采用四舍五入的方法选取与之最近的输出电平，取其相应的各桥臂投入子模块数。最近电平逼近调制方式的调制原理如图4所示，最近电平逼近调制方式输出电平与调制波幅值的误差控制在±uc/2。可以看出，如果这n个子模块由上下两桥臂平均分摊，则输出的电压为0。随着调制波的幅值从零开始升高，下桥臂投入子模块数将会增加，上桥臂子模块数则会相应减少，使得该相的输出跟随调制波的升高而升高。反之，当调制波幅值下降时，则上桥臂投入子模块数目增加，下桥臂投入的子模块数则减少。

令上桥臂投入子模块数为nup，下桥臂投入子模块数为ndown，则有：

nup＝n/2-round(us/uc)(6)

ndown＝n/2+round(us/uc)(7)

式中，round(x)为取与x最近的整数。

受子模块数的限制，nup≥0，ndown≤n。若调制波us过大，则按照式(6)、(7)，会导出nup＜0，ndown＞n，此时只能取相应的边界值，最近电平逼近调制方式已无法将输出电压与调制波电压值差控制在±uc/2，这种情况称最近电平逼近调制方式进入过调制。

(3)动态电压跟踪

实现dvc输出电压的准确跟踪是dvc的一个重要技术，dvc既要有快速的动态响应又要保证稳定的电压精度，还要能够针对不同类型的负载甚至非线性负载的谐波电压进行补偿，这些都和dvc的控制器设计紧密相关。

本发明采用比例谐振控制(简称pr控制)方法。在特定某一频率下，该控制器具有无限大的增益，因此可以实现零稳态误差，同时具有很好的稳态裕度和暂态性能。将pr控制器用于dvc的控制系统中，可在两相静止坐标系下对电压进行调节，简化控制过程中的坐标变换，消除电流dq轴分量之间的耦合关系。此外，应用pr控制器，易于实现低次谐波补偿，这些都有助于简化控制系统的结构。

针对理想pr控制器带宽较窄的问题，加入直流补偿器的截止频率ωc，考虑到研究对象单相dvc是由三相四线制系统等效而来，为了进一步拓宽pr控制器的频带，还需要采用多重pr控制器，其传递函数为：

其中，截止频率ωc与系统的频率带宽成正比。比例系数kp影响系统的动态响应速度，基波谐振系数ki控制系统的稳态精度，ωo为基波角频率。n为需要调节的谐波次数；kin为谐振系数。将改进的pr控制器用于dvc的动态电压跟踪控制系统中，得到系统的控制框图如图5所示，其控制方程为：

在设计谐振系数时，kin越大，控制器对基波的跟踪效果和对n次谐波的响应速度和补偿效果越好；但kin也不宜过大，否则各谐振控制器之间会相互影响。

与基于dq旋转坐标系的pi控制相比，pr控制一方面可以实现对交流输入的无静差控制，同时具有很好的稳态裕度和暂态性能；另一方面可在两相静止坐标系下对电压进行调节，简化控制过程中的坐标变换。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。