无刷电机磁场定向控制驱动系统及控制方法与流程

本发明涉及无刷电机控制驱动技术领域，特别是涉及一种可用于外骨骼机器人的高性能无刷电机磁场定向控制驱动电路及控制方法。

背景技术：

目前国内市面上的商用无刷电机驱动电路大多基于霍尔传感器的六步控制法而并非磁场定向控制(filedorientedcontrol，foc)法。但是基于霍尔传感器的六步控制法，由于霍尔传感器的检测机制的限制，使无刷电机运行的位置控制精度低，最高位置控制精度通常小于5度，并且输出力矩效果差，功率消耗较大。而在一些无刷电机的应用领域，例如外骨骼机器人的驱动控制，对控制精度要求高，骨骼运动需要精确的输出力矩，因此一般位置控制精度需要达到0.1度，而霍尔传感器的六步控制法根本无法满足外骨骼机器人运动时的高精度的要求。

相比于国内，国外的基于磁场定向控制算法的无刷电机控制器虽然位置控制精度可以满足应用需求，但是，国外的磁场定向控制算法存在以下缺陷：

1.普遍采用光栅编码器作为电机转子位置检测传感器，这种传感器非常昂贵，提高了产品的生产成本。

2.主控mcu的运行频率大多小于90mhz，无法助力高端需求。

3.磁场定向控制器允许的最大连续工作电流各个梯度的都有，但大电流的成本很高，而外骨骼机器人高承载力正需要大电流的支持，这使得外骨骼机器人整体的成本高，售价也高，不利于普通人使用。

另外，目前市面上成熟的商用控制器大部分仍采用rs485通信接口，数据传输率低；驱动电路大部分没有mosfet电桥预驱动器，驱动效果无法满足高端需求；输出力矩、输出电流有限，无法满足大力矩大电流应用需求。

技术实现要素：

基于此，有必要提供一种无刷电机磁场定向控制驱动系统及控制方法，其满足控制精度高和输出力矩大的要求。

一种无刷电机磁场定向控制驱动系统，包括mosfet电桥模块，其特征在于，还包括主控模块、预驱动器模块和模拟磁角度测量传感器模块；

所述模拟磁角度测量传感器模块连接无刷电机和主控模块，用于实时测量无刷电机转子的角度位置信息，并输出角度位置信息的模拟电压信号；

所述主控模块根据无刷电机转子的角度位置信息的模拟电压信号及三相交流电流信号实时调整三路互补的pwm波形，并将调整后的三路互补的pwm波形输入至预驱动器模块；

所述预驱动器模块接收来自主控模块的三路互补的pwm波形，并产生相应的波形驱动mosfet电桥模块；

所述mosfet电桥模块连接三相无刷电机，用于驱动三相无刷电机运行。

在其中一个实施例中，所述模拟磁角度测量传感器模块包括：

信号测量单元，用于测量无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，并计算正切值，得到角度位置信息的数据；

信号滤波单元，用于对所述角度位置信息的数据进行卡尔曼滤波处理，以得到准确的实时角度位置信息的数据。

在其中一个实施例中，所述主控模块内嵌入有执行时间优化单元所述执行时间优化单元包括：

公式运算子单元，用于采用查表法，以缩短程序运行时间；

开方运算子单元，用于采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算，以缩短浮点开方的运算时间。

在其中一个实施例中，所述主控模块包括：

数据采集单元，用于采样无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号；

矢量控制单元，用于根据当前无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号，输出带有电子转子目标角度位置信息的三相交流电压信号；

空间矢量调制单元，用于根据带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号，实时调整输出pwm信号的占空比参数，并输出相应的三路互补pwm波形。

在其中一个实施例中，所述正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号为所需采样信号，所述数据采集单元还设置有：

采样信号滤波子单元，用于滤除采样信号的噪声频率，使用一阶滤波处理，以得到准确的采样信号；

采样信号标定子单元，用于标定采样信号和实际信号的比例，以补偿硬件电路及电机理论值与实际值的偏差。

一种无刷电机磁场定向控制方法，包括：

获取无刷电机的转子角度位置信息的模拟电压信号；

采样所述模拟电压信号及无刷电机的三相交流电流信号，并利用磁场定向控制算法，实时调整三路互补的pwm波形；

根据三路互补的pwm波形产生相应的驱动波形；

根据相应的驱动波形驱动三相无刷电机运行。

在其中一个实施例中，所述获取无刷电机的转子角度位置信息的模拟电压信号的步骤包括：

信号测量，用于测量无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，并计算正切值，得到角度位置信息的数据；

信号滤波，用于对角度位置信息的述数据进行卡尔曼滤波处理，以得到准确的实时角度位置信息的数据。

在其中一个实施例中，所述磁场定向控制算法内置执行时间优化单元，所述采样所述角度位置信息的模拟电压信号及无刷电机的三相交流电流信号，并利用磁场定向控制算法，实时调整三路互补的pwm波形的步骤包括：

公式运算，采用查表法，以缩短程序运行时间；

开方运算，采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算，以缩短浮点开方的运算时间。

在其中一个实施例中，所述采样所述角度位置信息的模拟电压信号及无刷电机的三相交流电流信号，并利用磁场定向控制算法，实时调整三路互补的pwm波形的步骤包括：

数据采集，采样无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号；

矢量控制，根据无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号，输出带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号；

空间矢量调制，根据带有电机转子目标位置角度信息的三相交流电压信号，实时调整输出pwm信号的占空比参数，并输出相应的三路互补pwm波形。

在其中一个实施例中，所述正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号为所需采样信号，所述数据采集的步骤包括：

采样信号滤波，滤除采样信号的噪声频率，使用一阶滤波处理，以得到准确的采样信号；

采样信号标定，标定所述采样信号和实际信号的比例，以补偿硬件电路及电机理论值与实际值的偏差。

上述无刷电机磁场定向控制驱动系统和驱动方法，通过模拟磁角度测量传感器模块获取无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，此信号为角度位置信息的原始数据，利用该原始数据可实时调整角度信息，因此有利于数据的处理和系统的二次开发和升级。进一步的，主控模块内部装载磁场定向控制算法，该控制算法利用无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，允许较高的位置控制精度，可以精确输出所需的力矩且功率消耗较小，使得电机在启动时获得较大的加速度参数。此外，上述无刷电机磁场定向控制驱动系统允许输出电流较现有技术中同配置的输出电流大，因而可以输出足够大的力矩满足机器人应用的需求。

附图说明

图1为一实施例的无刷电机磁场定向控制驱动系统的模块图；

图2为图1中模块500的一种单元结构框图；

图3为一实施例的磁场定向控制算法的优化单元框图；

图4为另一实施例的无刷电机磁场定向控制驱动系统的模块图；

图5为图1中单元110的一种子单元结构框图；

图6为图1中单元120的一种子单元结构框图；

图7为图1中单元120的另一种子单元结构框图；

图8为一实施例的无刷电机磁场定向控制方法的流程图；

图9为图8中步骤s100的一种实现方法流程图；

图10为图8中步骤s200的一种实现方法流程图；

图11为图8中步骤s200中磁场定向控制算法的执行时间优化方法流程图；

图12为图10中步骤s210的一种实现方法流程图；

图13为图8中步骤s200的另一种实现方法流程图；

图14为图13中步骤s240'的一种实现方法流程图；

图15为图13中步骤s240'的另一种实现方法流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的内容公开更加透彻全面。

图1为一实施例的无刷电机磁场定向控制驱动系统的模块图。该无刷电机磁场定向控制系统包括内置有磁场定向控制算法的主控模块100、预驱动器模200、mosfet电桥模块300、三相无刷电机模块400、模拟磁角度测量传感器模块500以及运算放大器模块600。

其中，模拟磁角度测量传感器模块500连接三相无刷电机模块400和主控模块100，用于实时测量三相无刷电机模块400中无刷电机转子的角度位置信息，并输出角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，该正弦和余弦模拟电压信号输入至主控模块100；主控模块100与预驱动器模块200连接，预驱动器模块200与mosfet电桥模块300电连接；主控模块100根据无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号实时调整三路互补的pwm波形，并将调整后的三路互补的pwm波形输入至预驱动器模块200；预驱动器模块200接收来自主控模块100的三路互补的pwm波形，并产生相应的波形驱动mosfet电桥模块300；mosfet电桥模块300连接三相无刷电机模块400，mosfet电桥模块300输出三路交流电压信号，从而驱动三相无刷电机模块400运行。

具体地，如图2所示，模拟磁角度测量传感器模块500包括信号测量单元510和信号滤波单元520。其中，信号测量单元510用于测量无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，并通过计算正切值，得到角度位置信息的数据，通过对角度位置信息的微分可得到速度信息，考虑到速度信息的不可突变性，可采用卡尔曼滤波处理。信号滤波单元520用于对无刷电机转子的角度位置信息的数据和速度信息的数据进行卡尔曼滤波处理，以得到准确的实时角度位置信息和速度信息的数据。

在本实施例中，模拟磁角度测量传感器模块500获取的是无刷电机转子的角度位置信息为正弦和余弦的模拟电压信号，此信号为计算角度值时的其中两个主要因素。而现有技术的角度传感器中，有其中添加一个角度换算模块的，该角度换算模块对角度模拟信号(原始数据)进行换算后输入到主控制器中，导致主控制器的角度信息是不可调的。相较于现有技术，本实施例直接采用这个原始数据在主控模块100中通过磁场定向控制算法来算出角度信息，无需传感器本身对原始数据进行数字化处理，节省了传感器处理需要的时间，从而信号输出无延迟、速度快；而且采集原始的正弦和余弦模拟电压信号，大大提高了数据的可控性，方便系统自行进行信号的滤波处理，得到更高精度的数据，以及方便在后续的开发过程中，获得更可控的数据，降低后续产品开发的成本。基于此，在本实施例中，模拟磁角度测量传感器采用mlx91204芯片。

具体地，主控模块100包括数据采集单元110、矢量控制单元120和空间矢量调制单元130。其中，数据采集单元110用于采样无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号；矢量控制单元120用于根据无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号，输出带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号；空间矢量调制单元130用于根据带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号，实时调整输出pwm信号的占空比参数，并输出相应的三路互补pwm波形。

进一步地，主控模块100内置磁场定向控制算法，该算法属于一种新型的无刷电机控制方法，用于实现对角度位置信息的计算、三相交流电流信息的转换以及pwm波形的调整。利用该算法将相互耦合的三相交流电流转换为相互正交、独立解耦的励磁电流和转矩电流，从而通过控制转矩电流直接控制电机转子的转矩。

具体地，如图3所示，主控模块100内嵌入有执行时间优化单元800，该执行时间优化单元包括公式运算子单元810和开方运算子单元820。其中，公式运算子单元810用于采用查表法代替数学运算，以缩短程序运行时间；开方运算子单元820用于采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算，以缩短浮点开方的运算时间。例如，将固定的数学运算计算好存到表中，并在磁场定向控制算法的运算过程中，采用查表法获取运算结果，从而缩短运算时间。另外，浮点数的开方运算就是实数运算，因为计算机只能存储整数，所以实数都是约数，这样浮点运算是很慢的而且会有误差。而牛顿迭代法一种在实数域和复数域上近似求解方程的方法，采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算可以大大缩短运算时间。因此，该算法将现有磁场定向控制算法中的浮点运算方式改为整型数运算方式，结合查表固化方式以及算法分层方式，使之相对于传统六步法乃至现有技术常规磁场定向控制算法运算速度更快。

另外，传统六步法为基于霍尔传感器的六步控制法，六步控制法为电机转子每转过60°电度角，其中一个霍尔传感器就会改变一次状态，完成一个检测周期需要六步。六步控制法的位置检测精度低，通常检测精度小于5度，并且其输出力矩效果差，功率消耗大；而本实施例中的磁场定向控制算法可通过模拟磁角度测量传感器模块500实时检测电机转子的角度位置信息，并通过上述的控制方法可精确控制电机的位置和精确输出电机所需要的力矩参数。基于此，本实施例选用cpu速率高达168mhz的stm32f405rg芯片作为电机驱动的微控单元，该芯片速率高、处理数据快，且与外界的通信速率高。

在一个实施例中，如图4所示，一种无刷电机磁场定向控制系统还包括外部can通信模块700、can通信端140口及spi端口150。具体地，can通信端口140连接外部can通信模块700，用于通过外部can通信模块700反馈无刷电机的位置状态和电流状态。在本实施例中，采用can通信接口140，相比rs485通信接口具有以下明显的优势：网络各节点之间的数据通信实时性强；开发周期短；通信速率高，容易实现且性价比高。可选地，主控模块还设有spi端口150，用于与外围设备以串行方式进行通信以交换信息。

在一个实施例中，如图5所示，数据采集单元110还包括采样信号滤波子单元111和采样信号标定子单元112；

采样信号滤波子单元111，用于滤除采样信号的噪声频率，使用一阶滤波处理，以得到准确的采样信号。由于电机转子在转动时会产生干扰的噪声频率，因此本实施例中加入了电流滤波过程。进一步地，为了减小滤波导致的延时，本实施例采用一阶滤波。例如，通过设计特定的电流滤波器过滤采样电流的噪声频率，以获取更准确的采样电流。

采样信号标定子单元112，用于标定采样信号和实际信号的比例，以补偿硬件电路及电机理论值与实际值的偏差。这里的所需采样信号为无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号。由于硬件设计和电机相电阻的实际偏差，在实际测试中，采样信号和实际信号的比例的理论值和实际值会产生偏差。因此，本实施例中加入了采样信号标定的环节，以实际测试的比例为准，排除理论值与实际值的偏差。

进一步地，如图6所示，矢量控制单元120包括克拉克变换子单元121、派克变换子单元122、电流pi控制子单元123、反派克变换子单元124及反克拉克变换子单元125。

克拉克变换子单元121，用于将三相交流电流信号转换为两相交流电流信号。

派克变换子单元122，用于根据电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，将两相交流电流信号转换为两相直流电流信号。

电流pi控制子单元123，使用pi控制器调节两相直流电流的参数，并输出两相直流电压信号。

反派克变换子单元124，用于将两相直流电压信号转换为两相交流电压信号。

反克拉克变换子单元125，用于将两相交流电压信号转换为三相交流电压信号，并输入至空间矢量调制单元。

上述矢量控制单元120通过坐标变换，将三相静止坐标系转换成两相旋转坐标系，从而将三相耦合的交流电流转换为相互正交，独立解耦的两相电流(励磁电流和转矩电流)，然后根据磁场定向控制原理分别对励磁电流和转矩电流进行控制，从而实现将三相交流电机等效为直流电机控制。具体地，通过克拉克变换子单元121，将采样的三相交流电流信号(三相静止坐标系)转换为两相交流电流信号(两相静止坐标系)；通过派克变换子单元122，将两相交流电流信号(两相静止坐标系)转换为两相直流电流信号(两相旋转坐标系)，转换过程中利用了角度位置信息的正弦和余弦模拟信号；通过电流pi控制子单元123，将两相直流电流信号与三相无刷电机反馈的电流信号进行闭环控制，使用pi控制器调节两相直流电流的参数，输出两相直流电压信号；通过反派克变换子单元124，将两相直流电压信号(两相旋转坐标系)转换两相交流电压信号(两相静止坐标系)；通过反克拉克变换子单元125，将两相交流电压信号(两相静止坐标系)转换为三相交流电压信号(三相静止坐标系)。

在其中一个实施例中，电流pi控制子单元123还设有速度闭环控制，速度闭环控制用于测量电机转子的转速值，并与预设的转速值进行比较，经pi调节器调节输出速度信号。

在其中一个实施例中，如图7所示，矢量控制单元120还包括数据滤波子单元126。数据滤波子单元126用于过滤所述无刷电机转子因转动产生的高频干扰波，以得到准确的角度位置和速度信号。可选的，滤波方式采用卡尔曼滤波。

进一步地，空间矢量调制单元130接收来自矢量控制单元120的三相交流电压信号(三相静止坐标系)，并根据电机转子的角度位置信息实时调整三相交流电压信号的输出占空比参数，调整后输出三路互补的pwm波形。在本实施例中，可根据三相无刷电机的控制需求，实时调整满足控制需求占空比参数。

具体地，预驱动器模块200用于接收主控模块100输出的三路互补的pwm波形，驱动mosfet电桥模块300。mosfet电桥模块300输出经过预驱动器模块200升压后的三相交流电压信号，驱动三相无刷电机模块400运行。可选的，本实施例中，预驱动器模块200采用drv8301dca芯片。

具体地，运算放大器模块600分别与三相无刷电机模块400和数据采集单元110连接，用于获取三相无刷电机模块400的三相交流电流信号，并将三相交流电流信号放大输出至主控模块100中的数据采集单元110，与模拟磁角度测量传感器模块500输出的正弦和余弦模拟电压信号一起组成所需采样信号。可选的，本实施例中，运算放大器模块600的型号为opa2374。

如图8所示，在一个实施例中，提供了一种无刷电机磁场定向控制方法，该方法具体包括如下步骤：

步骤s100：获取无刷电机的转子角度位置信息的模拟电压信号。

其中，无刷电机的转子的角度位置信息为正弦和余弦模拟电压信号，该信号为计算角度值时的其中两个主要因素，本步骤通过模拟磁角度测量传感器500获取此模拟电压信号。具体地，模拟磁角度测量传感器模块500输出电机转子角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，并将正弦和余弦模拟电压信号输入至主控模块100的数据采集单元110。在本步骤中，模拟磁角度测量传感器模块500在获取无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号后，无需在传感器内部对模拟电压信号进行数字化处理，而是将信号直接输送至数据采集单元110，因此节省了传感器处理需要的时间，从而信号输出无延迟、速度快。且通过直接将正弦和余弦模拟信号输入到主控模块100中，较采用片外输出固定数据结果的数据处理的方式，采集原始的正弦和余弦模拟信号，大大提高了数据的可控性，方便自行进行信号的滤波处理，得到更高精度的数据，且系统可控性强，方便在后续的开发过程中，获得更可控的数据，从而降低后续产品开发的成本。

步骤s200：采样模拟电压信号及三相交流电流信号，并利用磁场定向控制算法，实时调整三路互补的pwm波形。

其中，三相交流电流信号通过运算放大器600获取，运算放大器600获取三相交流电流信息后放大输出至主控模块100中的数据采集单元110。具体地，数据采集单元110采样正弦和余弦模拟电压信号及三相电流信号；然后，通过矢量控制单元120进行电流矢量的坐标变换及控制；最后，由空间矢量调制单元130进行pwm信号的占空比调制，并输出调制后三路互补的pwm波形。在本实施例中，采用了磁场定向控制算法，该算法采用了整型数运算方法，以提高系统的运行速率，缩短数据处理时间，整形运算方法为牛顿迭代法，相比浮点运算方法，采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算可以减少运算时间。

除此之外，磁场定向控制算法中还采用了查表固化方法，相比数学运算，查表法在固定的公式运算中，运行速度快。

步骤s300：根据三路互补的pwm波形产生相应的驱动波形。

具体地，预驱动器模块200接收来自空间矢量调制单元130的三路互补的pwm波形，并进行升压处理，从而产生能够驱动电机工作的驱动电压，该驱动电压用于驱动mosfet电桥模块300。

步骤s400：根据相应的驱动波形驱动三相无刷电机运行。

具体地，mosfet电桥模块300根据升压后的三相交流电压信号驱动三相无刷电机模块400运行。

在其中一个实施例中，如图9所示，步骤s100包括：

步骤s110：信号测量，测量无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，并计算正切值，得到角度位置信息数据。

步骤s120：信号滤波，对所述角度位置信息数据进行卡尔曼滤波处理，以得到准确的实时角度位置信息数据。

在本实施例中，模拟磁角度测量传感器500输出的是角度位置信息的正弦和余弦的模拟电压信号，通过计算正切值，得到角度位置信息的数据；通过对该数据进行卡尔曼滤波处理，得到准确的实时角度位置信息的数据。进一步地，还可以计算角度位置信息的微分，以得到速度信息，考虑到速度信息的不可突变性，可以采用卡尔曼滤波处理，以得到准确的实时速度信息数据。

在其中一个实施例中，如图10所示，步骤s200的一种实现方法步骤包括：

步骤s210：数据采集，采样无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号以及三相交流电流信号；

步骤s220：矢量控制，根据无刷电机转子的当前角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号，输出带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号；

步骤s230：空间矢量调制，根据带有电机转子目标角度位置信息的三相交流电压信号，实时调整输出pwm信号的占空比参数，并输出相应的三路互补pwm波形。

在其中一个实施例中，如图11所示，步骤s200中，磁场定向控制算法的执行时间优化步骤包括：

步骤s200a：公式运算，采用查表法代替数学运算，以缩短程序运行时间；

步骤s200b：开方运算，采用牛顿迭代法计算浮点数的开方运算，以缩短浮点开方的运算时间。

在本实施例中，该算法将现有磁场定向控制算法中的浮点运算方式改为整数运算方式，结合查表固化方式以及算法分层方式，使之相对于传统六步法乃至现有技术常规磁场定向控制算法更精确更有效。

在其中一个实施例中，如图12所示，步骤s210还包括步骤：

步骤s210a：采样信号滤波，滤除采样信号的噪声频率，使用一阶滤波处理，以得到准确的采样信号。

具体地，由于电机转子在转动时会产生干扰的噪声频率，因此本实施例中加入了电流滤波过程，为了减少滤波导致的延时，本步骤采用一阶滤波，通过设计特定的电流滤波器过滤采样电流的噪声频率，以获取更准确的采样电流。

步骤s210b：采样信号标定，标定采样信号和实际信号的比例，以补偿硬件电路及电机理论值与实际值的偏差。

具体地，由于硬件设计和电机相电阻的实际偏差，在实际测试中，采样信号和实际信号的比例的理论值和实际值会产生偏差。因此，本实施例中加入了采样信号标定的环节，以实际测试的比例为准，补偿理论值与实际值的偏差。

在其中一个实施例中，如图13所示，步骤s200的另一种实现方法的步骤包括：

步骤s210'：输入信号采样，采样电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号及三相交流电流信号。

具体地，本实施例中的电机转子的角度位置信息的采样电压信号不需进行数字化处理，采样速度快，且由于输入的是原始数据，因此数据的输出结果可控，方便后续的开发和系统的升级。

步骤s220'：克拉克变换，将三相交流电流信号转换为两相交流电流信号。

具体地，通过克拉克变换，将三相静止坐标系下的三相交流电流信号转换为两相静止坐标系下的两相交流电流信号。

步骤s230'：派克变换，根据电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，将两相交流电流信号转换为两相直流电流信号。

具体地，通过派克变换，将两相静止坐标系下的两相交流电流信号转换为两相旋转坐标系下的两相直流电流信号。

步骤s240'：电流pi控制，通过pi控制器调节两相直流电流信号的参数，并输出两相直流电压信号。

具体地，通过电流pi控制器，将两相直流电流信号与三相无刷电机反馈的电流信号进行闭环控制，调节两相直流电流的参数，输出两相直流电压信号。

步骤s250'：反派克变换，将两相直流电压信号转换为两相交流电压信号。

具体地，通过反派克变换，将两相旋转坐标系下的两相直流电压信号转换两相静止坐标系下的两相交流电压信号。

步骤s260'：反克拉克变换，将两相交流电压信号转换为三相交流电压信号，并输入至空间矢量调制单元。

具体地，通过反克拉克变换，将两相静止坐标系下的两相交流电压信号转换为三相静止坐标系下的三相交流电压信号。

步骤s270'：空间电压矢量调制，根据反克拉克变换后得到的三相交流电压信号调整三路pwm波形的占空比参数，并输出三路互补的pwm波形。

具体地，根据三相无刷电机反馈的电机转子的角度位置信息和三相交流电压信号，调制驱动三相无刷电机所需要的驱动波形，此波形可通过调整三路pwm波形的占空比参数来得到。

本实施例的变换步骤目的在于：将三相静止坐标系转换成两相旋转坐标系，从而将三相耦合的交流电流转换为相互正交，独立解耦的两相电流(励磁电流和转矩电流)，然后根据磁场定向控制原理分别对励磁电流和转矩电流进行控制，从而实现将三相交流电机等效为直流电机控制。

在其中一个实施例中，如图14所示，步骤s240包括以下步骤：

步骤s241：获取两相直流电流信号。

步骤s242：判断两相直流电流是否大于预设值。

具体地，若两相直流电流大于预设值，执行步骤s243a，否则，执行步骤s243b。进一步地，预设值指的是电机的额定工作电流值。

步骤s243a：释放电机。即停止对电机供电，电机停止运行。

步骤s243b：通过pi控制器，对两相直流电流信号进行参数的自适应调节。

具体地，通过电流pi控制子单元123，将两相直流电流信号与三相无刷电机反馈的电流信号进行闭环控制，调节两相直流电流的参数，输出两相直流电压信号。

在其中一个实施例中，如图15所示，步骤s240之后，还包括：

步骤s244：数据滤波，过滤无刷电机转子因转动产生的高频干扰波，以得到准确的角度位置和速度信号。

上述无刷电机磁场定向控制驱动系统和驱动方法，通过模拟磁角度测量传感器模块获取无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，此信号为角度位置信息的原始数据，利用该原始数据可实时调整角度信息，因此有利于数据的处理和系统的二次开发和升级。进一步的，主控模块内部装载磁场定向控制算法，该控制算法利用无刷电机转子的角度位置信息的正弦和余弦模拟电压信号，允许较高的位置控制精度，可以精确输出所需的力矩且功率消耗较小，使得电机在启动时获得较大的加速度参数。此外，上述无刷电机磁场定向控制驱动系统允许输出电流高达20a，因而可以输出足够大的力矩满足机器人应用的需求。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。