紧调整输出的组合变流器的制作方法

本发明涉及一种隔离型dc/dc电能转换器，具体的说是一种紧调整输出的组合变流器。

背景技术：

很多电能转换的应用场合需要实现输入、输出之间的电气隔离，还需要输出电压的紧调整，以便保证负载扰动或者输入电压变动时，输出电压仍然恒定。为了实现输出的紧调整，一般采用带有高频变压器隔离dc/dc变流器，如图1所示，通过原边开关管的占空比或者开关频率的调节，实现输出电压的恒定。这样的方案虽然简单，但是效率较低，尤其是变压器的工作占空比也会随着电路的占空比调节而变化，导致变压器利用效率低。

为了提高变压器的利用率，可以采用两级dc/dc的结构，如图2所示。其中第一级dc/dc中的变压器工作在固定占空比的状态，依靠后级不隔离的dc-dc变流器实现输出电压的紧调整。采用这样的结构，前级作为电压不可调的直流变压器(dcx)，实现元件利用率最大化和转换效率的最优化。但是，所有的输入功率要经过两级变换，系统效率较低。

中国专利文献(cn102185493a)中提出一种变压器和辅助变压器的原边绕组在交流侧串联，两个变压器的直流侧独立输出，辅助变压器的输出再经过一级不隔离的dc-dc变换后与变压器的直流输出并联，实现总输出紧调整输出的高效变流拓扑。原边主电路工作于恒定的谐振频率附近，很好的实现零电压开通和零电流关断，使电路工作于高频，获得高效率。但是，该拓扑中需要增加一个独立的辅助变压器，降低了功率密度，提高了成本。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种紧调整输出的组合变流器。本发明能以恒定频率工作于谐振频率附近，提高效率，又可以实现紧调整输出。

为解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种紧调整输出的组合变流器，包括输入直流电压(vin)、变压器(t)、位于变压器原边侧的逆变电路(inverter)，以及位于变压器副边侧的输出绕组(s1)和第一整流电路(rec1)，第一整流电路(rec1)接至输出电容(co)；所述变压器(t)的原边侧绕组由第一绕组(p1)和辅助绕组(s2)组成，其中第一绕组(p1)与逆变电路(inverter)的输出相接，辅助绕组(s2)经第二整流电路(rec2)接至不隔离dc-dc转换电路；不隔离dc-dc转换电路的输出电容(cout)与输入直流电压(vin)串联后作为逆变电路(inverter)的直流输入；在并接于输出电容(co)的电阻(ro)上采样直流输出电压(vo)并送至隔离反馈电路，由隔离反馈电路向不隔离dc-dc转换电路发送占空比调节信号，用于实现输出电压的紧调整。

本发明中，在逆变电路(inverter)的输入端并联电容(cin)。

本发明中，在不隔离dc-dc的输出电容(cout)两端反并联二极管(d)；或者，在不隔离dc-dc的输出电容(cout)两端并联同步整流管。

本发明中，在所述逆变电路(inverter)和变压器(t)之间设置一个阻抗网络(zr)。

本发明中，所述阻抗网络(zr)是由至少一个电容(cr)与至少一个电感(lr)组合而成的谐振电路。

本发明中，所述逆变电路(inverter)是高频逆变电路，是全桥电路或半桥电路中的一种。

本发明中，所述第一整流电路(rec1)是中心抽头整流电路、全桥整流电路或半波整流电路中的一种；所述第二整流电路(rec2)是中心抽头整流电路、全桥整流电路或半波整流电路中的一种。

本发明中，所述不隔离dc-dc变换器是升压型boost、降压型buck或升降压型buck-boost中的一种。

发明原理描述：

述变压器(t)的输出绕组(s1)经整流后产生直流输出电压(vo)；辅助绕组(s2)整流后产生一个独立的直流输出(vc)，将直流输出(vc)经过一级不隔离的dc-dc转换后与输入直流电压(vin)串联，再作为主电路高频逆变电路(inverter)的直流输入。通过采样直流输出电压(vo)，经隔离反馈后控制不隔离dc-dc的占空比，来实现输出电压的紧调整。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)变压器的原边可以实现固定占空比，因此变压器的磁芯利用率能够最大化，提高效率和功率密度；

(2)无需改变谐振电路的开关频率就能获得输出电压的稳定和调节；

(3)拓扑中只需一个主隔离变压器，减少磁芯数量；

(4)变压器副边的整流电路更容易采用同步整流技术；

(5)大部分功率直接通过一级变压器传递到输出；

(6)拓扑更加简单。

附图说明

图1：传统变流器；

图2：两级级联型变流器；

图3：本发明提出的紧调整输出的组合变流器；

图4：本发明提出的一种改进的紧调整输出的组合变流器；

图5：本发明提出的另一种改进的紧调整输出的组合变流器

图6：本发明提出的再一种改进的紧调整输出的组合变流器；

图7：半桥谐振源型组合变流器

图8：另一种半桥谐振源型组合变流器

图9：全桥谐振源型组合变流器

图10：输出绕组采用中心抽头整流的组合变流器；

图11：输出绕组采用全桥整流的组合变流器；

图12：辅助绕组采用中心抽头整流的组合变流器；

图13：辅助绕组采用全桥整流的组合变流器；

图14：不隔离dc-dc采用buck的组合变流器；

图15：不隔离dc-dc采用boost的组合变流器；

图16：采用全桥整流的半桥谐振源型组合变流器。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

实施例1：

紧调整输出的组合变流器包括输入直流电压vin、变压器t、位于变压器原边侧的高频逆变电路inverter，以及位于变压器副边侧的输出绕组s1和第一整流电路rec1，第一整流电路rec1接至输出电容co；变压器t的原边侧绕组由第一绕组p1和辅助绕组s2组成，其中第一绕组p1与高频逆变电路inverter的输出相接，辅助绕组s2经第二整流电路rec2接至不隔离dc-dc转换电路；不隔离dc-dc转换电路的输出电容cout与输入直流电压vin串联，输入直流电压vin的输出作为高频逆变电路inverter的直流输入；在并接于输出电容co的电阻ro上采样直流输出电压vo并送至隔离反馈电路，由隔离反馈电路向不隔离dc-dc转换电路发送占空比调节信号，用于实现输出电压的紧调整。

该组合变流器中，变压器t的输出绕组s1整流后产生直流输出电压vo，辅助绕组s2整流后产生一个独立的直流输出vc，将该直流输出经过一级不隔离的dc-dc转换后与输入直流电压vin串联，再作为高频逆变电路inverter的直流输入，通过采样直流输出电压vo，经隔离反馈后控制不隔离dc-dc的占空比，来实现输出电压的紧调整，如图3所示。由于原边采用固定频率固定占空比控制，变压器t的磁芯利用率能够最大化，提高效率和功率密度。同时由于原边采用固定占空比控制，对于副边采用同步整流技术时，驱动会很简单。拓扑只需要一个主隔离变压器，磁芯数量少，拓扑简单。

实施例2：

为了使高频逆变电路inverter的输入电压保持稳定，在其输入侧并联一个输入电容cin，如图4所示。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例3：

为了满足在启动时刻，不隔离dc-dc的输出电容cout两端不产生反压，在其两端反并联一个二极管d，在电路启动后，二极管d承受反压不影响电路的正常工作，如图5所示。电路中其余部分结构与实施例2中相同，此处不再赘述。

实施例4：

为了提高变流器的效率和功率密度，在高频逆变器inverter和变压器t之间增加一个阻抗网络zr，阻抗网络zr是由至少一个电容cr和至少一个电感lr组合而成的谐振电路。可以实现高频逆变器inverter中开关管的零电压软开关，和整流电路rec1和rec2中整流管的零电流关断，如图6所示。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例5：

图7是针对半桥谐振源型组合变流器的的实施例。根据图7所示的实施例中，高频逆变电路inverter为由两个开关管组成的半桥结构，两个开关管由驱动电路进行驱动，电路中其余部分结构与实施例4中相同，此处不再赘述。

实施例6：

图8是针对半桥谐振源型变流器的一种改进的实施例。根据图8所示的实施例中，高频逆变器inverter是由两个容值相同的电容cr1、cr2和两个开关管q1、q2组成的半桥结构，两个开关管由驱动电路进行驱动，电路中其余部分与实施例4中相同，此处不再赘述。

实施例7：

在大功率应用场合，原边高频逆变电路inverter可以采用由四个开关管构成的全桥结构构成，如图9所示。在一个周期里q1和q4同时导通或者q2或q3同时导通，由驱动电路进行控制。电路中其余部分与实施例4中相同，此处不再赘述。

实施例8：

图10是针对输出绕组采用中心抽头整流的组合变流器的实施例。根据图10所示的实施例中，变压器t的副边绕组ws1的一端接到二极管d1的阳极，ws1的另一端与ws2的一端连接在一起，然后连接到输出电容co的负端。变压器t副边绕组ws2的另一端接到二极管d2的阳极。二极管d1的阴极和d2的阴极连接到一起，然后连接到输出电容co的正端。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例9：

图11是针对输出绕组采用全桥整流的组合变流器的实施例。根据图11所示的实施例中，变压器t输出绕组s1的一端连到二极管d1的阴极和二极管d2的阳极，s1的另一端连到二极管d3的阴极和二极管d4的阳极。二极管d2的阴极和二极管d4的阴极连接在一起，然后连接到输出电容co的正端，二极管d1的阳极和二极管d3的阳极连接在一起，然后连接到输出电容co的负端。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例10：

图12是针对辅助绕组采用中心抽头整流的组合变流器的实施例。根据图12所示的实施例中，变压器t辅助绕组ws1的一端接到二极管d1的阳极，ws1的另一端与ws2的一端连接在一起，然后连接到不隔离dc-dc输入电容cc的负端。变压器t辅助绕组ws2的另一端接到二极管d2的阳极。二极管d1的阴极和d2的阴极连接到一起，然后连接到不隔离dc-dc输入电容cc的正端。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例11：

图13是针对辅助绕组采用全桥整流的组合变流器的实施例。根据图13所示的实施例中，变压器t辅助绕组s2的一端连到二极管d1的阴极和二极管d2的阳极，s2的另一端连到二极管d3的阴极和二极管d4的阳极。二极管d2的阴极和二极管d4的阴极连接在一起，然后连接到不隔离dc-dc输入电容cc的正端，二极管d1的阳极和二极管d3的阳极连接在一起，然后连接到不隔离dc-dc输入电容cc的负端。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例12：

图14是针对不隔离dc-dc采用buck的组合变流器的实施例。根据图14所示的实施例中，不隔离dc-dc由开关管q，二极管d1和电感l组成，开关管q的一端接不隔离dc-dc输入电容cc的正端，另一端接二极管d1的阴极，二极管d1的阳极接不隔离dc-dc输入电容cc的负端。电感l一端接二极管d1的阴极，另一端接电容cout的正端，其中开关管q的门极由隔离反馈的输出端进行控制，实现输出电压的紧调整。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例13：

图15是针对不隔离dc-dc采用boost的组合变流器的实施例。根据图15所示的实施例中，不隔离dc-dc由开关管q，二极管d1和电感l组成，电感l的一端接不隔离dc-dc输入电容cc的正端，另一端接开关管q的一端和二极管d1的阳极，开关管q的另一端接不隔离dc-dc输入电容cc的负端，二极管d1的阴极接电容cout的正端。其中开关管q的门极由隔离反馈的输出端进行控制，实现输出电压的紧调整。电路中其余部分结构与实施例1中相同，此处不再赘述。

实施例14：

图16所示是图3所示实施例的一种特殊情况。其中高频逆变器inverter是由两个开关管q1、q2组成的半桥结构，阻抗网络zr由一个谐振电容cr和两个谐振电感lr、lm组成，其中lm可以为变压器t的励磁电感。变压器t的输出绕组和辅助绕组采用全桥整流结构，不隔离dc-dc采用boost结构。不隔离dc-dc的输出和直流输入vin串联，再作为主电路高频逆变器inverter的输入。误差放大器ea的负输入端接到直流输出vo的正端，同时接到阻抗网络z的一端，ea的正端接到一个基准电压vref。阻抗网络z的另一端接到ea的输出端，同时接到隔离的输入端，隔离的输出接到pwm控制器的输入，pwm控制器的输出接到开关管q3的门极，用来控制不隔离dc-dc的输出电压。

最后，还需注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均认为是本发明的保护范围。