一种数字单电感双输出开关变换器及控制方法与流程

本发明涉及多路转换电路技术领域，特别是一种数字单电感双输出开关变换器及控制方法。

背景技术：

随着移动互联网信息技术飞速发展，众多移动智能终端机如智能手机、平板电脑等设备愈发轻薄，而设备性能处理需求却日益提高。系统愈发轻薄的体积和日益提高的性能需求，意味着芯片内部功率密度越来越高。为了在获得优异处理性能同时延长智能终端续航使用时间，各处理电路期望能够根据实时性能需求动态调节其工作电压，进而需要多路转换电路。

多路转换电路的需求意味着需要多个功率管及相应的储能与滤波电感，将增加提高系统集成度和降低硬件电路成本实现的难度。传统的多路转换器需要多个功率管和外部的滤波电感，不仅无法节省芯片面积和芯片引脚，而且也不利于降低电源系统的空间，所占的面积和价格相对较高。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种集成度高、成本低的数字单电感双输出开关变换器及控制方法，通过复用同一个电感实现两路电压稳定输出的功能。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种数字单电感双输出开关变换器，包括buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构、a/d采样转换单元、数字控制器、dpwm单元，其中：

a/d采样转换单元，分别采样buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的模拟输出电压值和模拟电感电流值，并将模拟信号转换成数字信号输入至数字控制器；

数字控制器，确定输出电压误差值和电感电流误差值，并得到开关周期的占空比值；

dpwm单元，根据占空比值输出相应的pwm信号驱动buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中功率管的开关状态来调节输出电压值。

作为一种具体示例，所述buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构包括，第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，电感l，第一～二电容c1、c2，第一～二输出负载电阻r1、r2，其中：

所述第一功率开关管的q1的漏极与输入电压vin的正端相连，第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极以及电感l的一端连接在一起，电感l的另一端分别与第三功率开关管q3的漏极、第四功率开关管q4的漏极连接在一起，第二功率开关管q2的源极与输入电压vin的负端连接在一起并接地；第三功率开关管q3的源极分别与第一电容c1的一端、第一输出负载r1的一端连接在一起，第一电容c1的另一端和第一输出负载r1的另一端连接在一起并接地；第四功率开关管q4的源极分别与第二电容c2的一端、第二输出负载r2的一端连接在一起，第二电容c2的另一端和第二输出负载r2的另一端连接在一起并接地；电感l的一端采集模拟电感电流值il[t]、第一输出负载r1的一端采集第一模拟输出电压值vo1[t]、第二输出负载r2的一端采集第二模拟输出电压值vo2[t]，il[t]、vo1[t]、vo2[t]分别与a/d采样转换单元的输入端相连。

作为一种具体示例，所述a/d采样转换单元的输出端连接数字控制器的三个输入端，数字控制器另外两个输入端分别连接第一～二参考电压信号vc_ref、vd_ref；

所述数字控制器包括差模pid控制单元、共模pid控制单元和平均电流pid控制单元，差模pid控制单元的两个输入端分别连接a/d采样转换单元输出的第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]，另一个输入端连接参考电压信号第二参考电压信号vd_ref；差模pid控制单元输出的两个离散占空比信号d3[k],d4[k]与dpwm单元两个输入端相连；共模pid控制单元的两个输入端分别连接a/d采样转换单元输出的第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]，另一个输入端连接第一参考电压信号vc_ref；共模pid控制单元输出的参考电压信号vcp[k]与平均电流pid控制单元的输入端相连，平均电流pid控制单元的另一个输入端与a/d采样转换单元输出的数字电感电流值il[k]；平均电流pid控制单元输出的两个离散占空比信号d1[k],d2[k]与dpwm单元两个输入端相连；

dpwm单元输出的dpwm控制信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]分别连接buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中的第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4的栅极。

一种数字单电感双输出开关变换器的控制方法，a/d采样转换单元分别对buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]和模拟电感电流值il[t]进行采样，经过ad转换分别变为第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]、数字电感电流值il[k]，共模pid控制单元将共模电压值vc[k]与第一参考电压信号vc_ref比较得到电压误差值δec[k]、差模pid控制单元将差模电压值vd[k]与第二参考电压信号vd_ref比较得到电压误差值δed[k]，平均电流pid控制单元将共模pid控制单元输出的vcp[k]与数字电感电流值il[k]比较得到电流误差值δel[k]，差模pid控制单元、共模pid控制单元、平均电流pid控制单元分别执行pid控制算法，输出相应的占空比值d1[k],d2[k],d3[k],d4[k]；占空比值经过dpwm单元输出dpwm控制信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]，驱动buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中的第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4的状态来调节第一、二模拟输出电压值vo1[t]、vo2[t]；具体方法是：

1)在第k个开关周期的初始，分别采样开关变换器的第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]、模拟电感电流值il[t]，经过ad转换得到相应的数字离散输出电压值vo1[k]、vo2[k]、il[k]；

2)将第k周期的第一、二数字输出电压值vo1[k]、vo2[k]的运算结果vd[k]＝0.5*(vo1[k]-vo2[k])，与第二参考电压信号vd_ref作比较，得到电压误差值δed[k]；差模pid控制单元根据δed[k]以及前两个周期的电压误差值δed[k-1]、δed[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出占空比d3[k],d4[k]；

3)将第k周期的第一、二数字输出电压值vo1[k]、vo2[k]的运算结果vc[k]＝0.5*(vo1[k]+vo2[k])与第一参考电压信号vc_ref作比较，得到电压误差值δec[k]，共模pid控制单元根据δec[k]以及前两个周期的电压误差值δec[k-1]、δec[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出参考电压信号vcp[k]；

4)将第k周期的参考电压信号vcp[k]，与数字电感电流值il[k]作比较，得到电流误差值el[k]，平均电流pid控制单元根据el[k]以及前两个周期的电压误差值δel[k-1]、δel[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出占空比d1[k],d2[k]；

6)数字控制器将占空比d1[k],d2[k],d3[k],d4[k]传输至dpwm单元，输出相应的驱动信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]传输至第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，以此来调节输出电压值；

7)将buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的模拟输出电压值和模拟电感电流值经a/d采样转换单元再次采样转换，依次经过数字控制器、dpwm单元，形成新的pwm信号控制第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，循环控制以调节第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)采用差模共模电压控制和平均电流控制结合的方法，提高了数字控制变换器的瞬态响应；(2)总体性能优越，且具有可扩展性和可移植性，可以扩展应用于其他拓扑结构的sido变换器；(3)采用数字控制实现方式，相对于模拟控制更为灵活，可重构性强；(4)有效提高了系统集成度，降低了硬件电路面积和成本，采用的数字控制方法使得电源管理单元(pmu)实现了工作电压的动态调节(在线可监控调节)，从而降低功耗并提高能源转换效率。

附图说明

图1是本发明数字单电感双输出变换器的整体环路结构框图。

图2是本发明数字单电感双输出变换器的所有信号的流程框图。

图3是本发明数字控制器的内部控制结构框图。

图4是本发明差模pid控制单元的控制流程框图。

图5是本发明共模pid控制单元的控制流程框图。

图6是本发明平均电流pid控制单元的控制流程框图。

具体实施方式

为了有效提高系统集成度和降低硬件电路成本，同时能够基于不同硬件电路工作水平实时在线监测调节不同运行电压，从而降低硬件电路能耗和延长待机时间，本发明提出了一种数字单电感双输出开关变换器及控制方法，通过复用同一个电感实现两路电压稳定输出，通过借助增量式pid控制算法并选取了差模、共模电压控制和平均电流控制结合的控制方法及结构，对两路输出电压进行实时调节，达到预设的电压参考值。

结合图1，本发明数字单电感双输出开关变换器，包括buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构、a/d采样转换单元、数字控制器、dpwm单元，其中：

a/d采样转换单元，分别采样buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的模拟输出电压值和模拟电感电流值，并将模拟信号转换成数字信号输入至数字控制器；

数字控制器，确定输出电压误差值和电感电流误差值，并得到开关周期的占空比值；

dpwm单元，根据占空比值输出相应的pwm信号驱动buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中功率管的开关状态来调节输出电压值。

结合图2，本发明数字开关变换器包括设有buck型开关变换器功率级主拓扑结构、a/d采样转换单元、数字变换器(包括共模pid控制单元、差模pid控制单元、平均电流pid控制单元)、dpwm单元。

所述buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构包括，第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，电感l，第一～二电容c1、c2，第一～二输出负载电阻r1、r2，其中：

所述第一功率开关管的q1的漏极与输入电压vin的正端相连，第一功率开关管q1的源极与第二功率开关管q2的漏极以及电感l的一端连接在一起，电感l的另一端分别与第三功率开关管q3的漏极、第四功率开关管q4的漏极连接在一起，第二功率开关管q2的源极与输入电压vin的负端连接在一起并接地；第三功率开关管q3的源极分别与第一电容c1的一端、第一输出负载r1的一端连接在一起，第一电容c1的另一端和第一输出负载r1的另一端连接在一起并接地；第四功率开关管q4的源极分别与第二电容c2的一端、第二输出负载r2的一端连接在一起，第二电容c2的另一端和第二输出负载r2的另一端连接在一起并接地；电感l的一端采集模拟电感电流值il[t]、第一输出负载r1的一端采集第一模拟输出电压值vo1[t]、第二输出负载r2的一端采集第二模拟输出电压值vo2[t]，il[t]、vo1[t]、vo2[t]分别与a/d采样转换单元的输入端相连。

结合图3，所述a/d采样转换单元的输出端连接数字控制器的三个输入端，数字控制器另外两个输入端分别连接第一～二参考电压信号vc_ref、vd_ref；

所述数字控制器包括差模pid控制单元、共模pid控制单元和平均电流pid控制单元，差模pid控制单元的两个输入端分别连接a/d采样转换单元输出的第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]，另一个输入端连接参考电压信号第二参考电压信号vd_ref；差模pid控制单元输出的两个离散占空比信号d3[k],d4[k]与dpwm单元两个输入端相连；共模pid控制单元的两个输入端分别连接a/d采样转换单元输出的第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]，另一个输入端连接第一参考电压信号vc_ref；共模pid控制单元输出的参考电压信号vcp[k]与平均电流pid控制单元的输入端相连，平均电流pid控制单元的另一个输入端与a/d采样转换单元输出的数字电感电流值il[k]；平均电流pid控制单元输出的两个离散占空比信号d1[k],d2[k]与dpwm单元两个输入端相连；

dpwm单元输出的dpwm控制信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]分别连接buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中的第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4的栅极。

本发明数字单电感双输出开关变换器的控制方法，a/d采样转换单元分别对buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]和模拟电感电流值il[t]进行采样，经过ad转换分别变为第一数字输出电压值vo1[k]、第二数字输出电压值vo2[k]、数字电感电流值il[k]，共模pid控制单元将共模电压值vc[k]与第一参考电压信号vc_ref比较得到电压误差值δec[k]、差模pid控制单元将差模电压值vd[k]与第二参考电压信号vd_ref比较得到电压误差值δed[k]，平均电流pid控制单元将共模pid控制单元输出的vcp[k]与数字电感电流值il[k]比较得到电流误差值δel[k]，差模pid控制单元、共模pid控制单元、平均电流pid控制单元分别执行pid控制算法，输出相应的占空比值d1[k],d2[k],d3[k],d4[k]；占空比值经过dpwm单元输出dpwm控制信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]，驱动buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构中的第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4的状态来调节第一、二模拟输出电压值vo1[t]、vo2[t]；具体方法是：

1)在第k个开关周期的初始，分别采样开关变换器的第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]、模拟电感电流值il[t]，经过ad转换得到相应的数字离散输出电压值vo1[k]、vo2[k]、il[k]；

2)将第k周期的第一、二数字输出电压值vo1[k]、vo2[k]的运算结果vd[k]＝0.5*(vo1[k]-vo2[k])，与第二参考电压信号vd_ref作比较，得到电压误差值δed[k]；差模pid控制单元根据δed[k]以及前两个周期的电压误差值δed[k-1]、δed[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出占空比d3[k],d4[k]；

3)将第k周期的第一、二数字输出电压值vo1[k]、vo2[k]的运算结果vc[k]＝0.5*(vo1[k]+vo2[k])与第一参考电压信号vc_ref作比较，得到电压误差值δec[k]，共模pid控制单元根据δec[k]以及前两个周期的电压误差值δec[k-1]、δec[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出参考电压信号vcp[k]；

4)将第k周期的参考电压信号vcp[k]，与数字电感电流值il[k]作比较，得到电流误差值el[k]，平均电流pid控制单元根据el[k]以及前两个周期的电压误差值δel[k-1]、δel[k-2]，以预设的kp,ki和kd值作为控制参数执行pid控制算法，输出占空比d1[k],d2[k]；

6)数字控制器将占空比d1[k],d2[k],d3[k],d4[k]传输至dpwm单元，输出相应的驱动信号d1[t],d2[t],d3[t],d4[t]传输至第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，以此来调节输出电压值；

7)将buck型单电感双输出开关变换器功率级主拓扑结构的模拟输出电压值和模拟电感电流值经a/d采样转换单元再次采样转换，依次经过数字控制器、dpwm单元，形成新的pwm信号控制第一～四功率开关管q1、q2、q3、q4，循环控制以调节第一模拟输出电压值vo1[t]、第二模拟输出电压值vo2[t]。

上述差模pid控制单元流程如下：

首先第k周期数字离散输出电压值vo1[k]和vo2[k]作为差模控制单元的两输入信号，差模pid控制单元根据vo1[k]和vo2[k]的运算结果vd[k]与参考电压vd_ref，进行迭代运算，并计算得出占空比值。具体单次迭代计算过程如下：

假设各元件均为理想元件，即不考虑开关管的导通压降，电感和输出电容的寄生电阻等参数，a/d采样转换单元采样第k周期开始时刻的计算过程：

δed[k-2]＝δed[k-1](1.1)

δed[k-1]＝δed[k](1.2)

δed[k]＝vd[k]-vd_ref(1.3)

vd[k]＝0.5*(vo1[k]-vo2[k])(1.4)

δd＝(kp+ki*ts+kd/ts)*δed[k]-(kp+2*kd/ts)*δed[k-1]+kd/ts*δed[k-2](1.5)

d3[k]＝d3[k-1]+δd(1.6)

d4[k]＝1-d3[k],(1.7)

其中δed[k]表示差模信号的误差，kp、ki、kd分别表示pid系数，ts为开关时间周期；差模pid控制单元的控制流程见图4。

共模pid控制单元流程如下：

首先第k周期数字离散输出电压值vo1[k]和vo2[k]作为共模pid控制单元的两输入信号，共模pid控制单元根据vo1[k]和vo2[k]的运算结果vc[k]与参考电压vc_ref，进行迭代运算，并计算得出参考电压值。具体单次迭代计算过程如下：

假设各元件均为理想元件，即不考虑开关管的导通压降，电感和输出电容的寄生电阻等参数，a/d采样转换单元采样第k周期开始时刻的计算过程：

δec[k-2]＝δec[k-1](2.1)

δec[k-1]＝δec[k](2.2)

δec[k]＝vc[k]-vc_ref(2.3)

vc[k]＝0.5*(vo1[k]+vo2[k])(2.4)

δvcp＝(kp+ki*ts+kd/ts)*δec[k]-(kp+2*kd/ts)*δec[k-1]+kd/ts*δec[k-2](2.5)

vcp[k]＝vcp[k-1]+δvcp(2.6)

其中δec[k]表示共模信号的误差，kp、ki、kd分别表示pid系数，ts为开关时间周期；共模pid控制单元的控制流程见图5。

平均电流pid控制单元流程如下：

首先第k周期共模pid控制单元输出电压值vcp[k]和电感电流采样值il[k]作为控制单元的两输入信号，pid电源控制单元根据vcp[k]和il[k]，进行迭代运算，并计算得出占空比值。具体单次迭代计算过程如下：

假设各元件均为理想元件，即不考虑开关管的导通压降，电感和输出电容的寄生电阻等参数，a/d采样转换单元采样第k周期开始时刻的计算过程：

δel[k-2]＝δel[k-1](3.1)

δel[k-1]＝δel[k](3.2)

δel[k]＝il[k]-vcp[k](3.3)

δd＝(kp+ki*ts+kd/ts)*δel[k]-(kp+2*kd/ts)*δel[k-1]+kd/ts*δel[k-2](3.4)

d1[k]＝d1[k-1]+δd(3.5)

d2[k]＝1-d1[k](3.6)

其中δel[k]表示共模信号的误差，kp、ki、kd分别表示pid系数，ts为开关时间周期；平均电流pid控制单元的控制流程见图6。

按照上述单次迭代计算的方法迭代计算，即可得到相应的占空比，即可调整输出电压。