开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法与流程
本发明涉及半导体集成电路领域，特别是涉及一种开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法。
背景技术：
随着电子技术的快速发展，电子产品功能的越来越丰富，种类越来越多，应用领域也越来越广泛，要求消耗的功率也越来越大。目前我国每年生产超过亿部的手机、个人电脑、服务器、大屏幕智能电视、网络通讯及大功率led照明等电子产品，而这些电子产品的核心器件---开关电源，则要提供的更大的功率输出。高功率密度、高转换效率、高功率因数以及较低的待机功耗是开关电源发展的一个基本趋势；智能化、小型化和低成本化,系统集成度逐步提高是开关电源发展的另一个趋势，传统的开关电源控制结构已经很难满足这些要求。这必然迫使我们采用新的技术使开关电源产品效率尽可能的高，外围元器件尽可能的少，待机功耗尽可能的低，以符合日益严格的国际标准。
国际电源标准对电源产品的平均效率和待机功耗方面的能效等级越来越严格。美国能效vi标准相比v标准(87％,0.1w)已经提高到了平均效率88％，待机功耗0.1w这个更高的标准，它给电源制造商造成了重大冲击，美国能效vi标准同时也顺应绿色、环保、节能这个趋势。
在开关电源的工作过程中，电感中的电流在开关过程中如果没有完全释放，则属于电流连续模式(ccm)；如果电感中的电流完全释放，过一段时间再充电，则属于断续模式(dcm)；如果电感中的电流完全释放后，又立即充电，则属于临界模式。最优的开关电源芯片设计应该兼容这三种控制模式，使得负载可以在很大范围内变化。
如图1所示为传统的ac/dc异步控制的系统结构示意图，如图2所示为传统的dc/dc异步控制的系统结构示意图，两种电路中使用二极管diode做开关可以省去过零检测电路，降低芯片电路的设计难度。但是二极管diode的使用使系统的效率大幅度降低，特别是在输出电压比较低的情况下，可以损失10％以上的效率，很难满足国际能效标准。
为了提高能效，目前普遍采用同步控制方式。如图3所示，用功率管mp作为开关替代图2中的二极管diode，在电感l0的电流退磁阶段，当电感电流放电至零但是退磁时间还没有结束的时候，则会出现从输出电压vout-功率管mp-电感l0-输入电压vin的倒灌电流。解决倒灌电流的方法通常是在芯片内部集成过零检测电路，当检测到电感电流过零时，控制功率管mp关断，以此来阻断倒灌电流的直流通路。传统的过零检测方式是通过检测节点电压vsw与输出电压vout的相对变化来判定电感电流的过零时刻，即在电感电流退磁阶段，当节点电压vsw低于输出电压vout的时候判定电感电流过零。然而这种方法的缺陷在于，当功率管mp的导通电阻值ron_p被设计的较小的时候，比较器就难以精确的判断出vsw和vout的相对变化。例如，当功率管mp的导通电阻值ron_p被设计在20mω，当电感电流在±50ma范围内变化时，节点电压vsw的相对变化值则为10mv，然而普通比较器的随机失配电压却会达到20mv以上，由于判断的延迟，仍然会存在一定的倒灌电流，如图4所示。
如图5所示为一种目前普遍使用的源极驱动的过零检测电路，该方法通过检测与电感l0串连的一个小电阻rs两端的电压vsense，来判断电感l0中的电流是否过零。由于开关电源电路中开关噪声很大，判断很小的电压差容易形成误判，同时控制电路存在延迟判断，同样会产生一定的倒灌电流。倒灌电流不仅影响系统的效率，也会使系统存在一定的安全隐患。
因此，如何解决电流倒灌的问题，提高开关电源电路的效率和安全性已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。
技术实现要素：
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法，用于解决现有技术中开关电源的电流倒灌引起的效率低和安全性能差等问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种开关电源电感的电流过零检测方法，所述开关电源电感的电流过零检测方法至少包括：
基于伏秒平衡原理，检测电感电流在一个开关周期内的充磁能量和退磁能量，将所述充磁能量与所述退磁能量进行比较，当所述充磁能量等于所述退磁能量时，所述电感的电流过零；
其中，所述充磁能量为充磁电压与充磁时间的乘积，所述退磁能量为退磁电压与退磁时间的乘积。
优选地，所述的开关电源电感的电流过零检测方法进一步包括：
在占空比导通时间内，以线电压的采样电流的两倍对第一电容充电，同时以线电压的采样电流对第二电容充电；
在占空比截止时间内，以线电压与输出电压的差值的采样电流对所述第二电容充电；
将所述第一电容与所述第二电容上的电压进行比较，当所述第一电容上的电压等于所述第二电容上的电压时，所述开关电源电感的电流过零；当所述第一电容上的电压小于所述第二电容上的电压时，所述开关电源电感进入死区。
更优选地，当电感电流为连续模式时，所述占空比截止时间即为所述退磁时间。
更优选地，当电感电流为断续模式时，所述占空比截止时间为所述退磁电压与死区时间之和。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种开关电源的电流过零检测控制方法，所述开关电源的电流过零检测控制方法至少包括：
获取同步开关电源电路的线电压及输出电压，基于上述方法检测所述同步开关电源电路中电感电流的过零点及死区时间，并输出死区脉冲信号；
所述同步开关电源电路中的功率开关管受所述死区脉冲信号的控制关断，以避免电流倒灌。
优选地，通过提高所述功率开关管的栅驱动能力减小所述功率开关管的延迟时间。
优选地，通过配置电路参数，使所述死区脉冲信号提前设定时间发生，所述设定时间不小于所述功率开关管的延迟时间。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种开关电源电感的电流过零检测电路，所述开关电源电感的电流过零检测电路至少包括：
第一电流采样模块，用于获取充磁电压的采样电流，记为第一采样电流，所述充磁电压为线电压；
第二电流采样模块，用于获取退磁电压的采样电流，记为第二采样电流，所述退磁电压为线电压与输出电压的差值；
第一检测电压产生模块，连接于所述第一电流采样模块的输出端，并接收占空比导通信号，用于产生第一检测电压，所述第一检测电压与所述充磁电压和占空比导通时间之积成正比；
第二检测电压产生模块，连接于所述第一电流采样模块及所述第二电流采样模块的输出端，并接收占空比导通信号及占空比截止信号，分别产生与所述充磁电压和所述占空比导通时间之积成正比的第一电压及与所述退磁电压和占空比截止时间之积成正比的第二电压，所述第一电压及所述第二电压叠加以产生第二检测电压；
死区脉冲产生电路，连接于所述导通电压检测模块及所述截止电压检测模块的输出端，对所述第一检测电压及所述第二检测电压进行比较，以得到所述充磁电压和所述占空比导通时间之积与所述退磁电压和所述占空比截止时间之积的差值，当所述第一检测电压小于所述第二检测电压时输出死区脉冲信号。
优选地，所述第一电流采样模块接收线电压的采样信号，并将线电压的采样信号通过第一电阻转化为电流信号。
更优选地，所述第一电流采样模块包括：第一电阻、第一电压跟随器、第一pmos管及第二pmos管；
所述第一电压跟随器接收所述线电压的采样信号；
所述第一电阻的一端接地，另一端连接所述第一电压跟随器的第一输出端；
所述第一pmos管的漏端连接所述第一电压跟随器的第二输出端、栅端连接偏置电压、源端连接所述第二pmos管的漏端；
所述第二pmos管的源端连接电源、栅端连接所述第一pmos管的漏端并作为所述第一电流采样模块的输出端。
优选地，所述第二电流采样模块接收所述线电压的采样信号和所述输出电压的采样信号，并将所述线电压的采样信号和所述输出电压的采样信号的差值在第二电阻上转化为电流信号。
更优选地，所述第二电流采样模块包括：第二电压跟随器、第三电压跟随器、第二电阻、第三pmos管及第四pmos管；
所述第二电压跟随器接收所述线电压的采样信号；
所述第三电压跟随器接收所述输出电压的采样信号；
所述第二电阻连接于所述第二电压跟随器的输出端与所述第三电压跟随器的输出端之间；
所述第三pmos管的漏端连接所述第三电压跟随器的输出端、栅端连接偏置电压、源端连接所述第四pmos管的漏端；
所述第四pmos管的源端连接电源、栅端连接所述第三pmos管的漏端并作为所述第二电流采样模块的输出端。
优选地，所述第一检测电压产生模块利用所述第一采样电流在所述占空比导通时间内对第一电容充电以获得所述第一检测电压。
更优选地，所述第一检测电压产生模块包括：第一电容、第一开关、第五pmos管及第六pmos管；
所述第一电容的下极板接地、上极板连接所述第一开关的一端；
所述第一开关的另一端连接所述第五pmos管的漏端，所述第一开关受所述占空比导通信号的控制闭合；
所述第五pmos管的源端连接所述第六pmos管的漏端、栅端连接偏置电压；
所述第六pmos管的源端连接电源、栅端连接所述第一电流采样模块的输出端。
优选地，所述第二检测电压产生模块利用所述第一采样电流在所述占空比导通时间内对第二电容充电，利用所述第二采样电流在所述占空比截止时间内对所述第二电容充电，通过两次充电电压的叠加获得所述第二检测电压。
更优选地，所述第二检测电压产生模块包括：第二电容，第二开关、第七pmos管、第八pmos管、第三开关、第九pmos管及第十pmos管；
所述第二电容的下极板接地、上极板分别连接所述第二开关及所述第三开关的一端；
所述第二开关的另一端连接所述第七pmos管的漏端，所述第二开关受所述占空比导通信号的控制闭合；
所述第七pmos管的源端连接所述第八pmos管的漏端、栅端连接偏置电压；
所述第八pmos管的源端连接电源、栅端连接所述第一电流采样模块的输出端；
所述第三开关的另一端连接所述第九pmos管的漏端，所述第三开关受所述占空比截止信号的控制闭合；
所述第九pmos管的源端连接所述第十pmos管的漏端、栅端连接所述偏置电压；
所述第十pmos管的源端连接电源、栅端连接所述第二电流采样模块的输出端。
优选地，所述死区脉冲产生电路包括比较器、与门及触发器；
所述比较器的第一输入端连接所述第一检测电压、第二输入端连接所述第二检测电压；
所述与门的第一输入端连接所述比较器的输出端、第二输入端连接所述占空比截止信号；
所述触发器的输入端连接高电平、时钟端连接所述与门的输出端。
优选地，所述第一检测电压产生模块及所述第二检测电压产生模块的输出端还分别连接一复位管，以将所述第一检测电压及所述第二检测电压清零。
如上所述，本发明的开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法，具有以下有益效果：
本发明的开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法通过伏秒平衡原理间接取样电感电流过零信号，避免了对小信号的处理，形成控制电路，解决了电流倒灌问题；同时省去系统上的取样电阻；既提高系统的效率，又简化了电源系统的系统方案，提高产品的竞争力。
附图说明
图1显示为现有技术中的ac/dc异步控制的系统结构示意图。
图2显示为现有技术中的dc/dc异步控制的系统结构示意图。
图3显示为现有技术中的dc/dc同步控制的系统结构示意图。
图4显示为现有技术中的倒灌电流时序示意图。
图5显示为现有技术中的源极驱动的过零检测电路的结构示意图。
图6显示为本发明的开关电源电感的电流过零检测电路示意图。
图7显示为本发明的第一检测电压及第二检测电压在连续模式下的波形示意图。
图8显示为本发明的第一检测电压及第二检测电压在断续模式下的波形示意图。
图9显示为断续模式下本发明的过零检测电路的节点信号仿真波形图。
图10显示为断续模式下本发明的过零检测控制系统的节点信号仿真波形图。
元件标号说明
1开关电源电感的电流过零检测电路
11第一电流采样模块
111第一电压跟随器
1111第一放大器
12第二电流采样模块
121第二电压跟随器
1211第二放大器
122第三电压跟随器
1221第三放大器
13第一检测电压产生模块
14第二检测电压产生模块
15死区脉冲产生电路
151比较器
152第一非门
153与非门
154第二非门
155触发器
16第三反相器
s1～s6步骤
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图6～图10。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
如图6所示，本发明提供一种开关电源电感的电流过零检测电路1，所述开关电源电感的电流过零检测电路1至少包括：
第一电流采样模块11、第二电流采样模块12、第一检测电压产生模块13、第二检测电压产生模块14以及死区脉冲产生电路15。
如图6所示，所述第一电流采样模块11用于获取充磁电压的采样电流，记为第一采样电流ic1，所述充磁电压为线电压vin。
具体地，在本实施例中，所述第一电流采样模块11包括：第一电阻r1、第一电压跟随器111、第一pmos管mp1及第二pmos管mp2。所述第一电压跟随器111包括第一放大器1111及nmos管mn0，所述第一放大器1111的正相输入端接收所述线电压vin的采样信号vins、反相输入端连接所述nmos管mn0的源端、输出端连接所述nmos管mn0的栅端；所述第一电阻r1的一端接地，另一端连接所述nmos管mn0的源端；通过所述线电压vin的采样信号vins控制所述nmos管mn0的栅端，进而得到第一采样电流ic1。所述第一pmos管mp1的漏端连接所述nmos管mn0的漏端、栅端连接偏置电压vb、源端连接所述第二pmos管mp2的漏端；所述第二pmos管mp2的源端连接电源、栅端连接所述第一pmos管mp1的漏端并作为所述第一电流采样模块11的输出端；所述第一采样电流ic1通过所述第二pmos管mp2输出。任意可将线电压的采样信号转化为电流信号的电路结构均适用于本发明的所述第一电流采样模块11，不以本实施例为限。
如图6所示，所述第二电流采样模块12用于获取退磁电压的采样电流，记为第二采样电流ic2，所述退磁电压为线电压vin与输出电压vo的差值。
具体地，在本实施例中，所述第二电流采样模块12包括：第二电压跟随器121、第三电压跟随器122、第二电阻r2、第三pmos管mp3及第四pmos管mp4。所述第二电压跟随器121包括第二放大器1211，所述第二放大器1211的正相输入端接收所述线电压vin的采样信号vins、反相输入端连接所述第二放大器1211的输出端后与所述第二电阻r2的一端相连。所述第三电压跟随器122包括第三放大器1221，所述第三放大器1221的正相输入端接收所述输出电压vo的采样信号vos、反相输入端连接所述第三放大器1221的输出端后与所述第二电阻r2的另一端相连。所述线电压vin的采样信号vins与所述输出电压vo的采样信号vos在所述第二电阻r2的两端形成差值，并转化为所述第二采样电流ic2。所述第三pmos管mp3的漏端连接所述第三电压跟随器122的输出端、栅端连接偏置电压vb、源端连接所述第四pmos管mp4的漏端；所述第四pmos管mp4的源端连接电源、栅端连接所述第三pmos管mp3的漏端并作为所述第二电流采样模块12的输出端；所述第二采样电流ic2通过所述第四pmos管mp4输出。任意可将线电压的采样信号与输出电压的采样信号的差值转化为电流信号的电路结构均适用于本发明的所述第二电流采样模块12，不以本实施例为限。
如图6所示，所述第一检测电压产生模块13连接于所述第一电流采样模块11的输出端，并接收占空比导通信号ton，用于产生第一检测电压vs1，所述第一检测电压vs1与所述充磁电压和占空比导通时间之积成正比。
具体地，在本实施例中，所述第一检测电压产生模块13包括：第一电容cs1、第一开关s1、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6及第一复位管ms1。所述第一电容cs1的下极板接地、上极板连接所述第一开关s1的一端；所述第一开关s1的另一端连接所述第五pmos管mp5的漏端，所述第一开关s1受所述占空比导通信号ton的控制闭合；所述第五pmos管mp5的源端连接所述第六pmos管mp6的漏端、栅端连接偏置电压vb；所述第六pmos管mp6的源端连接电源、栅端连接所述第一电流采样模块11的输出端；所述第一复位管ms1连接于所述第一电容cs1的上极板，在本实施例中，所述第一复位管ms1为nmos管。任意可实现所述充磁电压和所述占空比导通时间乘积的电路均适用于本发明的所述第一检测电压产生模块13，不以本实施例为限。
如图6所示，所述第二检测电压产生模块14连接于所述第一电流采样模块11及所述第二电流采样模块12的输出端，并接收占空比导通信号ton及占空比截止信号
具体地，在本实施例中，所述第二检测电压产生模块14包括：第二电容cs2，第二开关s2、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第三开关s3、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10及第二复位管ms2。所述第二电容cs2的下极板接地、上极板分别连接所述第二开关s2及所述第三开关s3的一端；所述第二开关s2的另一端连接所述第七pmos管mp7的漏端，所述第二开关s2受所述占空比导通信号ton的控制闭合；所述第七pmos管mp7的源端连接所述第八pmos管mp8的漏端、栅端连接所述偏置电压vb；所述第八pmos管mp7的源端连接电源、栅端连接所述第一电流采样模块11的输出端；所述第三开关s3的另一端连接所述第九pmos管mp9的漏端，所述第三开关s3受所述占空比截止信号
如图6所示，所述死区脉冲产生电路15连接于所述第一检测电压产生模块13及所述第二检测电压产生模块14的输出端，对所述第一检测电压vs1及所述第二检测电压vs2进行比较，以得到所述充磁电压和所述占空比导通时间之积与所述退磁电压和所述占空比截止时间之积的差值，当所述第一检测电压vs1小于所述第二检测电压vs2时输出死区脉冲信号td。
具体地，在本实施例中，所述死区脉冲产生电路15包括比较器151、第一非门152、与非门153、第二非门154及触发器155。所述比较器151的正相输入端连接所述第一检测电压vs1、反相输入端连接所述第二检测电压vs2，以得到所述充磁电压和所述占空比导通时间之积与所述退磁电压和所述占空比截止时间之积的差值；所述第一检测电压产生模块13及所述第二检测电压产生模块14中对电容充电的所述第一采样电流ic1的倍数不限，所述第一检测电压产生模块13中与第一采样电流ic1相关的充电电流比第二检测电压产生模块14中大一个ic1，不限于本实施例中充电电流为两倍ic1和单倍ic1的设置，在所述比较器151的输出端得到所述充磁电压和所述占空比导通时间之积(单倍)与所述退磁电压和所述占空比截止时间之积(单倍)的差值即可。所述第一非门152连接于所述比较器151的输出端，所述第一非门152的输出端相当于所述比较器151的反相输出端。所述与非门153的输入端分别连接所述占空比截止信号
所述第一复位管ms1的栅端、所述第二复位管ms2的栅端及所述触发器155器的复位端通过第三反相器16接收一时钟信号clk。
本发明还提供一种开关电源电感的电流过零检测控制方法，在本实施例中，所述开关电源电感的电流过零检测控制方法基于所述开关电源电感的电流过零检测电路1及一同步开关电源电路，所述同步开关电源电路可以是现有技术中任意一种ac/dc或dc/dc的电路结构，在此不一一赘述，所述开关电源电感的电流过零检测控制方法包括：基于伏秒平衡原理检测电感电流在一个开关周期内的充磁能量和退磁能量，将所述充磁能量与所述退磁能量进行比较，当所述充磁能量等于所述退磁能量时，所述电感的电流过零；其中，所述充磁能量为充磁电压与充磁时间的乘积，所述退磁能量为退磁电压与退磁时间的乘积。伏秒平衡原理可以表示为：
vin*ton＝(vo-vin)*toff
其中，ton和toff分别为电感电流的充磁时间和退磁时间。
进一步，包括以下步骤：
步骤s1：基于所述第一电流采样模块11接收所述线电压vin的采样信号vins，在本实施例中，所述线电压vin的采样信号vins满足如下关系：
在实际应用中，所述线电压vin的采样信号vins与所述线电压vin可满足其他比例关系，不以本实施例为限。
然后将所述线电压vin的采样信号vins转化为第一采样电流ic1，所述第一采样电流ic1满足如下关系：
步骤s2：基于所述第二电流采样模块12接收所述线电压vin的采样信号vins及所述输出电压vo的采样信号vos，在本实施例中，所述输出电压vo的采样信号vos满足如下关系：
在实际应用中，所述输出电压vo的采样信号vos与所述输出电压vo可满足其他比例关系，不以本实施例为限。
然后将所述线电压vin的采样信号vins和所述输出电压vo的采样信号vos的差值转化为第二采样电流ic2，所述第二采样电流ic2满足如下关系：
步骤s3：在占空比导通时，所述第一开关s1及所述第二开关s2闭合，所述第三开关s3断开，基于第一检测电压产生模块13利用所述第一采样电流ic1在所述占空比导通时间内对第一电容cs1充电以获得所述第一检测电压vs1；基于第二检测电压产生模块14利用所述第一采样电流ic1在所述占空比导通时间内对第二电容cs2充电，以得到第一电压v1。
具体地，在本实施例中，所述第五pmos管mp5及所述第六pmos管mp6与所述第一pmos管mp1及第二pmos管mp2形成电流镜结构，在本实施例中，通过器件参数的设置使所述第五pmos管mp5的漏端输出的电流为所述第一采样电流ic1的两倍；在占空比导通时间内，所述第一开关s1闭合，以所述第一采样电流ic1的两倍电流对所述第一电容cs1充电，则所述第一检测电压vs1满足如下关系：
其中，ton为占空比导通时间。
具体地，在本实施例中，所述第七pmos管mp7及所述第八pmos管mp8与所述第一pmos管mp1及第二pmos管mp2形成电流镜结构，在本实施例中，通过器件参数的设置使所述第七pmos管mp7的漏端输出的电流为所述第一采样电流ic1单倍；在占空比导通时间内，所述第二开关s2闭合，以所述第一采样电流ic1对所述第二电容cs2充电，得到所述第一电压v1，则所述第一电压v1满足如下关系：
步骤s4：在占空比截止时，所述第一开关s1及所述第二开关s2断开，所述第三开关s3闭合，基于第二检测电压产生模块14利用所述第二采样电流ic2在所述占空比截止时间内对所述第二电容cs2充电，以得到第二电压v2。
具体地，在本实施例中，所述第九pmos管mp9及所述第十pmos管mp10与所述第三pmos管mp3及第四pmos管mp4形成电流镜结构，在本实施例中，通过器件参数的设置使所述第九pmos管mp9的漏端输出的电流为所述第二采样电流ic2的单倍；在占空比截止时间内，所述第三开关s3闭合，以所述第二采样电流ic2对所述第二电容cs2充电，得到所述第二电压v2，则所述第二电压v2满足如下关系：
其中，
所述第二电容cs2上的电压为所述第一电压v1与所述第二电压v2之和，即所述第二检测电压vs2，则所述第二检测电压vs2满足如下关系式：
步骤s5：基于所述死区脉冲产生电路15将所述第一电容cs1与所述第二电容cs2上的电压进行比较，当所述第一电容cs1上的电压(vs1)等于所述第二电容cs2上的电压(vs2)时，所述开关电源电感的电流过零；当所述第一电容cs1上的电压(vs1)小于所述第二电容cs2上的电压(vs2)时，所述开关电源电感进入死区。
具体地，所述比较器151对所述第一检测电压vs1及所述第二检测电压vs2进行比较，在本实施例中，相当于得到所述第一检测电压vs1与所述第二检测电压vs2的差值，即满足如下关系式：
假设所述第一电阻r1及所述第二电阻r1的值相等，所述第一电容cs1及所述第二电容cs2的值相等，并且采用合理的版图匹配技术使其相对误差变得非常小，结合伏秒平衡公式，则可以推算出所述第一检测电压vs1及所述第二检测电压vs2在退磁结束时刻的值正好相等，因此，所述比较器151始终输出高电平，所述与非门153输出高电平，所述触发器155的时钟信号保持低电平，所述触发器155输出低电平，没有死区脉冲信号td产生。当两者差值小于零(所述第一检测电压vs1小于所述第二检测电压vs2)时，所述比较器151输出低电平，所述与非门153输出低电平，所述触发器155的时钟信号跳变为高电平，所述触发器155被触发并输出高电平脉冲信号，所述死区脉冲信号td产生。
步骤s6：当一个开关周期结束后，所述第一检测电压vs1、所述第二检测电压vs2及所述死区脉冲信号td复位，复位只在开关周期起始的很短暂的时间段内进行，以进行下一周期的检测。
步骤s7：以所述死区脉冲信号td控制同步开关电源电路中的功率开关管，当所述死区脉冲信号td起效(高电平)时，关断所述功率开关管以避免电流倒灌，进而提高效率及安全性能。
如图7所示，当电感电流为连续模式时，所述占空比截止时间
如图8所示，当电感电流为断续模式时，所述占空比截止时间
假设所述输入电压vin设定为3.3v，负载设定为100ω，即负载电流为50ma，电感电流il、所述第一检测电压vs1、所述第二检测电压vs2和死区脉冲信号td的仿真波形如图9所示。在电感电流充磁阶段，所述第一检测电压vs1的上升斜率为1.86v/us，所述第二检测电压vs2的上升斜率为0.92v/us，死区脉冲信号td为低电平；在电感电流退磁阶段，所述第一检测电压vs1保持不变，而所述第二检测电压vs2以0.4v/us的速率继续上升，当所述第二检测电压vs2接近于所述第一检测电压vs1的时刻，电感电流il正好退磁结束，当所述第二检测电压vs2超过所述第一检测电压vs1后，比较器触发死区脉冲信号td变为高电平，继而控制功率开关管关断，倒灌电流通路被阻断。在下一个时钟周期来临的时刻，所述第一检测电压vs1和所述第二检测电压vs2被快速的拉至地，死区脉冲信号td被复位到低电平，过零检测电路则开始新一轮的取样比较操作。
如图10所示为在电感电流断续模式下系统节点信号的仿真波形图，其中pwm_p为功率开关管的栅脉冲信号，当电感电流开始退磁的时刻，信号pwm_p由高电平跳变为低电平，当电感退磁结束时，死区脉冲信号td经过逻辑电路和栅驱动电路转换后控制信号pwm_p再跳变到高电平，进而关断功率开关管。由于功率开关管栅驱动电路具有本征延迟的作用，因此，逻辑信号td和栅驱动信号pwm_p的上升沿触发时刻约有一定的延迟时间，在这个时间段内电感电流il将会出现微小的倒灌电流现象，为了改善这种非理想效应，可以采取的办法有：(1)提高功率开关管栅驱动能力，减小延迟时间；或者(2)配置过零检测电路参数时，可以设法使得死区脉冲信号td提前发生，提前的时间不小于所述功率开关管的延迟时间。
综上所述，本发明提供一种开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法，包括：基于第一电流采样模块获取充磁电压的采样电流；基于第二电流采样模块获取退磁电压的采样电流；基于第一检测电压产生模块产生与所述充磁电压和占空比导通时间之积成正比的第一检测电压；基于第二检测电压产生模块产生与所述充磁电压和所述占空比导通时间之积成正比的第一电压及与所述退磁电压和占空比截止时间之积成正比的第二电压，第一电压与第二电压的和为第二检测电压；基于死区脉冲产生电路对所述第一检测电压及所述第二检测电压进行比较，检测电流过零点及死区。本发明的开关电源电感的电流过零检测方法、电路及控制方法通过伏秒平衡原理间接取样电感电流过零信号，避免了对小信号的处理，形成控制电路，解决了电流倒灌问题；同时省去系统上的取样电阻；既提高系统的效率，又简化了电源系统的系统方案，提高产品的竞争力。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
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