一种同步整流LLC变换器的数字控制系统及其控制方法与流程

本发明涉及采用同步整流方式的llc谐振全桥开关变换器，尤其是一种同步整流llc变换器的数字控制系统及其控制方法。

背景技术：

llc谐振全桥变换器具有高效率的优点，因此其被广泛应用于中等功率的开关变化场合。为了进一步提高llc谐振全桥变换器的工作效率，变换器副边侧的整流二极管被同步整流mos管所代替，这种运用同步整流方法的llc谐振全桥变换器主要的优点有：

1、llc谐振全桥变换器能够实现变换器原边侧的零电压导通和副边侧的零电流导通。

2、副边侧同步整流mos管有效的减小了变换器的导通损耗，特别是在大电流的场合下。

然而，不同于其他整流方法，同步整流mos管的控制方法需要满足llc谐振全桥变换器更多的要求。比如，为了实现副边侧的零电流导通，当开关速度fs大于谐振频率fr时，同步整流mos管应该比原边侧开关早关断，当开关速度fs小于谐振频率fr时，同步整流mos管应该比原边侧开关晚关断。

现有主要的同步整流llc谐振全桥变换器的控制方法可以根据采样技术的不同分为三类：基于电流采样技术的控制方法、基于自驱动模拟电压采样技术的控制方法以及基于数字电压采样技术的控制方法。这三种技术中，基于电流采样技术的控制方法最为准确，但是电流检测带来的电阻功率损耗却是相当大的；而自驱动模拟电压采样技术的电路复杂，而且会降低功率密度，产生源漏寄生震荡。

由于上述两种方法的缺点，基于数字电压采样技术的控制方法成为近些年被研究的重要对象。同步整流llc谐振全桥变换器的数字控制方法应该满足三个要求：电路结构简单以提高功率密度；高频下能准确有效的降低体电阻导通时间；快速有效的控制算法以防止体电阻反向导通。

目前，一种通用的同步整流llc谐振全桥变换器的数字控制方法为：检测同步整流mos管体二极管是否导通，然后相应的提前或者延迟同步整流mos管的关断。然而，这种方法会导致同步整流mos管的关断点始终在体二极管导通和反向导通两种状态之间切换。而体二极管反向导通会形成从负载到变换器的电流通路，带来额外的功率损耗。此外，这种方法的延时在高频时会变大，从而出现反向电流恶化变换器的效率和稳定性。尽管采取了一些优化的措施，但是由于这种控制方法本身的缺陷，效率还是会受到影响。

技术实现要素：

本发明针对现有技术的缺陷，提供一种同步整流llc变换器的数字控制系统及其控制方法，能够提高同步整流llc谐振全桥变换器的效率。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：一种同步整流llc变换器的数字控制系统，其特征在于：包括电压采样电路、运算放大电路、低通滤波电路、以微控制器为核心的控制电路和隔离驱动电路，电压采样电路采样llc变换器副边侧同步整流mos管的漏端电压，经过运算放大电路、低通滤波电路后输出给以微控制器为核心的控制电路，以微控制器为核心的控制电路输出的信号包括通过隔离驱动电路输出驱动llc变换器原边侧mos管的栅驱动信号和副边侧同步整流mos管的栅驱动信号以及给运算放大电路的反馈信号；

电压采样电路包括电阻r1、电阻r2以及二极管db，电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接llc变换器副边侧中任一个同步整流mos管的漏端；

运算放大电路包括运算放大器opamp和电阻rf，运算放大器opamp的异名端连接电压采样电路中电阻r2的另一端，电阻rf跨接在运算放大器opamp的异名端和输出端之间；

低通滤波电路包括电阻r0和电容c0，电阻r0的一端连接运算放大器opamp的输出端，电阻r0的另一端连接电容c0的一端并作为低通滤波电路的输出端，电容c0的另一端接地；

以微控制器为核心的控制电路包括数模转换器dac、模数转换器adc0、逻辑控制单元以及两个定时器timer1和timer2，模数转换器adc0的输入端连接低通滤波电路的输出端，模数转换器adc0的输出与逻辑控制单元双向连接，逻辑控制单元的一路输出经过定时器timer1后输出连接llc变换器副边侧同步整流mos管的栅极，另一路输出经过定时器timer2后，再经过隔离驱动电路输出连接llc变换器原边侧mos管的栅极，还有一路输出经数模转换器dac后连接至运算放大器opamp的同名端。

上述同步整流llc变换器的数字控制系统的控制方法，其特征在于：当控制系统处于工作状态时，在llc变换器的每一个工作周期内，通过电压采样电路分别在llc变换器副边侧的同步整流mos管关断之前和关断之后各采集一次同步整流mos管的漏端电压，并通过微控制器将上述两个漏端电压进行比较判断，根据实时判断的结果来控制下一周期同步整流mos管驱动信号的周期和占空比，最终使同步整流mos管的关断点稳定在其电流过零点处附近，同步整流llc变换器就稳定工作在最优效率点附近；包括以下步骤：

(1)在llc变换器副边侧的同步整流mos管即将关断之前，电压采样电路采集同步整流mos管的漏端电压，该漏端电压经运算放大电路和低通滤波电路后记为vsr1，将vsr1经模数转换器adc0转换成数字电压，存入微控制器中的逻辑控制单元；

(2)同一周期内，在llc变换器副边侧的同步整流mos管关断之后，电压采样电路采集同步整流mos管的漏端电压，该漏端电压经运算放大电路和低通滤波电路后记为vsr2，将vsr2经模数转换器adc0转换成数字电压，存入微控制器中的逻辑控制单元；

(3)逻辑控制单元对vsr1和vsr2进行比较，根据比较结果来调整同步整流mos管驱动信号的周期及占空比；如果vsr1<vsr2，且这两个电压都小于零，则微控制器会控制增加下一开关周期同步整流mos管驱动信号的高电平时间，即推迟下一开关周期同步整流mos管的关断时间；

(4)如果vsr1>vsr2,此时同步整流mos管可能恰好在其电流过零点关断，则需进行进一步的判断，如果vsr1为正或者vsr2大于同步整流mos管关断时其漏端电压经电压采样电路、运算放大电路和低通滤波电路后得到的电压vsr(off)，则微控制器会控制减少下一开关周期同步整流mos管栅端驱动信号的高电平时间，将下一开关周期同步整流mos管的关断时间提前。如果vsr1为负且vsr2小于同步整流mos管关断时其漏端电压经电压采样电路、运算放大电路和低通滤波电路后得到的电压vsr(off)，则下一开关周期同步整流mos管的关断时间保持不变。

对llc变换器副边侧的同步整流mos管漏端电压进行采样时，利用微控制器内部定时器timer1中断来实现电压采样的准确控制，具体流程为：

(1)在每一个开关周期内，设置定时器timer1中断在定时器timer1产生下降沿t0时被触发，此时微控制器进入中断处理；

(2)经过电路延迟一段时间后，在t1时刻同步整流mos管开始关断过程，微控制器在llc变换器副边侧同步整流mos管未完全关断之前的t2时刻产生中断进行第一次采样；

(3)在llc谐振变换器副边侧同步整流mos管完全关断之后的t3时刻，微控制器产生中断进行第二次采样。

本发明具有以下优点及显著效果：

1、在每个开关周期内，实时调整llc谐振变换器副边侧同步整流mos管的关断时间，自适应能力强，关断时间更加精准。

2、在每个开关周期内，比较判断两次的采样电压大小，调整同步整流mos管的关断点,使其稳定在其电流过零点处，有效的减小体二极管的导通和反向导通，提高了变换器的工作效率。

3、采用微控制器，无需专用集成电路的复杂控制，成本低，可靠性好。

附图说明

图1为现有技术中一种同步整流llc谐振全桥变换器的数字控制系统方框图；

图2为本发明提供的一种同步整流llc谐振全桥变换器的数字控制系统方框图；

图3为同步整流llc谐振全桥变换器的原理图；

图4为本发明的电路原理图；

图5为本发明采样过程示意图；

图6为本发明微控制器中定时器timer1中断算法和主程序的流程图；

图7本发明电路工作过程原理示意图；

图8为本发明与通用方法效率曲线

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。

如图1，现有技术的一种同步整流llc变换器的数字控制系统包括电压采样电路、参考电压电路、电压比较电路、逻辑控制单元和驱动信号产生电路。如图2所示，本发明同步整流llc变换器的数字控制系统包括电压采样电路1、运算放大电路2、低通滤波电路3、以微控制器为核心的控制电路4和隔离驱动电路5。电压采样电路1采样llc变换器副边侧同步整流mos管的漏端电压，经过运算放大电路2、低通滤波电路3后输出给以微控制器为核心的控制电路4，以微控制器为核心的控制电路4输出的信号包括通过隔离驱动电路5输出驱动llc变换器原边侧mos管的栅驱动信号primarydriver和副边侧两个同步整流mos管的栅驱动信号driver1和driver2以及给运算放大电路的反馈信号；与图1现有技术相比较，利用运算放大电路代替了电压比较电路并增加了低通滤波电路、同时删去了参考电压电路，微控制器中包括有逻辑控制单元。

图3为已知的一种同步整流llc谐振全桥变换器电路图，其中d1～d4和c1～c4分别是原边侧mos管m1～m4的体二极管和输出电容。副边侧由同步整流mos管m5～m6，以及对应的体二极管d5～d6和输出电容c5～c6，还有滤波电容cf构成。

如图4所示，本发明电压采样电路1包括电阻r1、电阻r2以及二极管db，用于采集图3中llc变换器副边侧同步整流mos管m6的漏端电压vds(sr)(由于采样两个同步整流mos管m6或m5中任意一个的漏端电压都可以，附图实施例以采样m6的漏端为例，下同)。电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接llc谐振全桥变换器变压器副边侧中同步整流mos管m6的漏端。

运算放大电路2用于实现所述漏端电压vds(sr)的运算放大，包括运算放大器opamp和反馈电阻rf，rf跨接在运算放大器opamp的异名端和输出端之间。运算放大器opamp的同名端输入由逻辑控制单元logicunit中存储的一个预设的数字电压经数模转换电路dac转换后提供，异名端的输入为电压采样电路1的输出。

低通滤波电路3用于消除微控制器管脚电平带来的噪声，包括电阻r0和电容c0，电阻r0的一端连接运算放大器opamp的输出端，电阻r0的另一端连接电容c0的一端并作为低通滤波电路的输出端，电容c0的另一端接地。

以微控制器为核心的控制电路4用于产生具有一定周期和占空比的副边侧同步整流mos管的控制信号和原边侧mos管的控制信号，包括数模转换器dac、模数转换器adc0、逻辑控制单元logicunit以及两个定时器timer1和timer2，模数转换器adc0的输入端连接低通滤波电路3的输出端，模数转换器adc0的输出与逻辑控制单元logicunit双向连接，逻辑控制单元logicunit的一路输出经过定时器timer1后输出栅驱动信号driver1和driver2，分别连接llc变换器副边侧两个同步整流mos管m5、m6的栅极，另一路输出经过定时器timer2后，再经过隔离驱动电路5输出控制llc变换器原边侧的mos管m1～m4，还有一路输出经过数模转换器dac后连接至运算放大器opamp的同名端。

在同步整流mos管m6关断的时间里，同步整流mos管m6的漏端电压vds(sr)都较高，电压采样电路1中二极管db被反向偏置，此时电压采样电路1采集同步整流管m6漏端电压，该漏端电压经电压采样电路1、运算放大电路2和低通滤波电路3后记为vsr(off)：

其中，r1和r2分别表示电压采样电路1中电阻r1和r2的阻值，vcc为电源电压，vth为运算放大电路2中运算放大器的同名端输入电压。

在同步整流mos管m6开启的时间内，其漏端电压vds(sr)很低，此时db为正向偏置，此时电压采样电路1采集同步整流管m6漏端电压vds(sr)，该漏端电压经电压采样电路1、运算放大电路2和低通滤波电路3后记为vsr(on)：

其中，r1和r2分别表示电压采样电路1中电阻r1和r2的阻值，rf表示运算放大电路2中电阻rf的阻值，vth为运算放大电路2中运算放大器的同名端输入电压，vf表示db的正向导通压降，vds(sr)为同步整流mos管m6的漏端电压。和vsr(on)相比，vsr(off)非常高，所以，微控制器能够根据采样的结果检测出同步整流mos管m6关断的过程。

本发明需要在同步整流mos管m6恰好关断之前和关断之后，分别采集一次漏端电压，上述电压经运算放大电路放大，分别记为vsr1和vsr2。由于微控制器的速度和精度的限制，我们制定了以下采样策略：

利用定时器timer1中断来实现电压采样和同步整流mos管m6的关断。首先设置中断在定时器产生下降沿时被触发，此时定时器关闭，但是由于电路延时和输出电容的放电过程，同步整流mos管m6不会立刻被关断，如图5所示，假设延时为t1，那么在t1时刻同步整流mos管m6开始关断过程，则第一次采样应该在同步整流mos管m6完全关断之前的t2时刻进行。其次，第二次采样过程应在同步整流mos管m6完全关断之后的t3进行。t2～t3的间隔应综合考虑数模转换器的时钟，电路延时以及关断过程所用时间。

图6为微控制器中定时器中断算法和主程序的流程图。如图6(a)所示，在t0时刻，当定时器的计数寄存器达到其阈值时，定时器开启中断，此时，逻辑控制单元产生一个信号关断同步整流mos管m6和m5，由于电路的延时，同步整流mos管m6和m5会延时t1时间才会开始关断过程。在t1时刻，同步整流mos管m6和m5的栅源电压vgs开始下降。在t1～t2这段时间，vgs减小到零，但是同步整流mos管m6和m5没有完全关断。所以在t2时刻采样得到的vsr1是最准确的。t3时刻，同步整流mos管m6和m5关断，此时采样得到vsr2。如果llc谐振变换器处于稳定状态的话，vsr1应该为负值，vsr2为正值，这样，同步整流mos管m5和m6在最高效工作点关断。

如图6(b)所示，主程序则对vsr1和vsr2进行比较判断。如果vsr1<vsr2,且这两个电压都小于零(图6(b)中未标注出)，则微控制器控制增加下一开关周期同步整流mos管m5和m6的栅端驱动信号的高电平时间，即推迟下一开关周期同步整流mos管m5和m6的关断时间。如果vsr1>vsr2,此时同步整流mos管m5和m6可能恰好在其电流过零点关断，则需进行进一步的判断，如果vsr1为正或者vsr2大于vsr(off)，则微控制器会控制减少下一开关周期同步整流mos管m5和m6栅端驱动信号的高电平时间，将下一开关周期同步整流mos管m5和m6的关断时间提前。如果vsr1为负且vsr2小于vsr(off)，则下一开关周期同步整流器m5和m6的关断时间保持不变。在控制器的调整下，最终使同步整流mos管m5和m6的关断点稳定在其电流过零点处。

本发明控制系统的工作原理为：

(1)当整个系统处于工作状态时，在llc谐振变换器的每一个开关周期内，电压采样电路在llc谐振变换器副边侧的同步整流mos管m6恰好关断之前，采集一次同步整流mos管m6的漏端电压，所述漏端电压经运算放大电路运算放大，记为vsr1，将vsr1经模数转换器转换成数字电压，存入微控制器的逻辑控制单元。

(2)同一周期内，在llc谐振变换器副边侧的同步整流mos管m6关断之后，电压采样电路采集一次同步整流mos管m6的漏端电压，所述漏端电压经运算放大电路运算放大，记为vsr2，并将vsr2经模数转换器转换成数字电压，存入微控制器的逻辑控制单元。

(3)逻辑控制单元对vsr1和vsr2进行比较，根据比较结果来调整同步整流mos管m5和m6的栅端驱动信号的周期及占空比；如果vsr1<vsr2,且这两个电压都小于零，则微控制器控制增加下一开关周期同步整流mos管m5和m6的栅端驱动信号的高电平时间，即推迟下一开关周期同步整流mos管m5和m6的关断时间。

(4)如果vsr1>vsr2,此时同步整流mos管m5和m6可能恰好在其电流过零点关断，则需进行进一步的判断，如果vsr1为正或者vsr2大于vsr(off)，则微控制器会控制减少下一开关周期同步整流mos管m5和m6栅端驱动信号的高电平时间，将下一开关周期同步整流mos管m5和m6的关断时间提前。如果vsr1为负且vsr2小于vsr(off)，则下一开关周期同步整流器m5和m6的关断时间保持不变。

对llc谐振变换器副边侧的同步整流mos管漏端电压进行采样时，本发明利用微控制器内部定时器中断来实现电压采样的准确控制。具体流程为：

(1)在每一个开关周期内，设置定时器中断在定时器产生下降沿t0时被触发，此时微控制器进入中断处理。

(2)经过电路延迟一段时间后，在t1时刻同步整流mos管开始关断，微控制器在llc谐振变换器副边侧同步整流mos管m6开始关断之后的t2时刻产生中断进行第一次采样。

(3)在llc谐振变换器副边侧同步整流mos管m6完全关断之后的t3时刻，微控制器产生中断进行第二次电压采样。

本发明工作过程如图7所示，如果同步整流mos管m6初始时的驱动信号在同步整流mos管m6的电流降为零之前已关断，如图7(a)所示，从而导致体二极管导通较长一段时间，这时有vsr1<vsr2，且这两个电压均小于零，微控制器会控制下一开关周期同步整流mos管m6驱动信号的高电平时间增加△t，即下一开关周期同步整流mos管m6的关断时间推迟△t。如图7(b)所示，如果下一周期仍有vsr1<vsr2且两电压均小于零，则继续推迟同步整流mos管m6的关断时间，直到其到达稳态。

如果vsr1>vsr2，此时同步整流mos管m6可能恰好在其电流过零点关断，则需进行进一步的判断，如果vsr1为负且vsr2小于vsr(off)，如图7(c)所示，则下一开关周期同步整流器m6的关断时间保持不变。如果vsr1为正或者vsr2大于vsr(off)，如图7(d)所示，则微控制器会控制下一开关周期同步整流mos管m6驱动信号的高电平时间减小△t，将下一开关周期同步整流mos管m6的关断时间提前△t。

如图8为采用通用控制方法和采取本发明提出的控制方法下电源效率随输出功率的曲线图。不同于通用的让同步整流mos管的关断点始终在体二极管导通和反向导通两种状态之间切换的控制方法，本发明能够使同步整流mos管的关断点稳定在其电流过零点附近，有效的提高了电源的工作效率。